低噪電路

⑴ 有沒有降噪電路或者晶元啊

應該不可以吧，那樣成本也高了，先檢查一下你做的電路有沒有問題，助聽器應該簡單，用個駐極體話筒加一片功放集成電路，帶音量控制就可以了，做的好，可以把噪音控制到很低的！不知道你怎麼做的了！

⑵ 低噪放電路雜訊系數問題

，，，這個很難說，不是一個方面的問題，比如干擾，電容放電不穩定，電阻阻值變化，虛焊，接觸不良，及Ic。本身質量問題都可以出現這。

⑶ 在手機射頻電路當中,位於低雜訊放大器電路前後的聲表面濾波器的作用是什麼

低噪放前面的是接收濾波器，用來做雜訊濾除的，低噪放後面的濾波器一般是做頻率和信道選擇的

⑷ 求補充知識，pnp 小功率 低噪 低頻三極體，用於前級音頻電路

9011,9012,9013,9014等等都可以。

⑸ tda2030a電路自製，試音後低噪大，音量很小，怎麼辦

音頻電路的電解電容都要用好一點的，有數字電橋的話，也可以從拆機的裡面挑，圖中1uf那個換了試試。

⑹ 為什麼低雜訊電路設計，選用JFET 而不用BJT

JFET是電壓控制電流器件 ，其g——s級間沒有電流，僅僅只是Vgs控制Ids，
而BJT的b——e結不僅有電壓，還有電流流過，其Vbe受溫度影響的厲害。

⑺ 請問那些公司可以提供低噪放大電路的雜訊測試

用聲級計來測量。
聲級計在把聲信號轉換成電信號時，可以模擬人耳對聲波反應速度的時間特性；對高低頻有不同靈敏度的頻率特性以及不同響度時改變頻率特性的強度特性。是最基本的雜訊測量儀器。
中國現行的環境雜訊標准還沒有針對低頻噪音的標准。所以在對城市居住區的低頻噪音測量時，聲級計的分貝數顯示往往符合現行的有關雜訊標准，沒有超標。但城市住宅小區居民對環境雜訊中的低頻噪音的投訴越來越多。

⑻ 運放低雜訊具體是指什麼

運放的雜訊 ；

問：有關運算放大器的雜訊？

答：首先，必須注意到運算放大器及其電路中元器件本身產生的雜訊與外界干擾 或無用信號並且在放大器的某一端產生的電壓或電流雜訊或其相關電路產生的噪 聲之間的區別。
干擾可以表現為尖峰、階躍、正弦波或隨機雜訊而且干擾源到處都存在：機 械、靠近電 源線、射頻發送器與接收器、計算機及同一設備的內部電路(例如，數字電路或開關電源)。 認識干擾，防止干擾在你的電路附近出現，知道它是如何進來的並且如何消除它或者找到對 付干擾的方法是一個很大的題目。

如果所有的干擾都被消除，那麼還存在與運算放大器及其阻性電路有關的隨機雜訊。它 構成運算放大器的控制分辨能力的終極限制。我們下面的討論就從這個題目開始。

問；有關運算放大器的隨機雜訊。它是怎麼產生的?

答：在運算放大器的輸出端出現的雜訊用電壓雜訊來度量。但是電壓雜訊源和電 流雜訊源都能產生雜訊。運算放大器所有內部雜訊源通常都摺合到輸入端，即看作與理想的 無雜訊放大器的兩個輸入端相串聯或並聯不相關或獨立的隨機雜訊發生器。我們認為運算放 大器雜訊有三個基本來源：
·一個雜訊電壓發生器(類似失調電壓，通常表現為同相輸入端串聯)。
·兩個雜訊電流發生器(類似偏置電流，通過兩個差分輸入端排出電流)。
·電阻雜訊發生器(如果運算放大器電路中存在任何電阻，它們也會產生雜訊。 可把這種雜訊看作來自電流源或電壓源，不論哪種形式在給定電路中都很常見)。

運算放大器的電壓雜訊可低至3 nV/Hz。電壓雜訊是通常比較強調的一項技 術指 標，但是在阻抗很高的情況下電流雜訊常常是系統雜訊性能的限制因素。這種情況類似於失 調，失調電壓常常要對輸出失調負責，但是偏置電流卻有真正的責任。雙極型運算放大器 的電壓雜訊比傳統的FET運算放大器低，雖然有這個優點，但實際上電流雜訊仍然比較大。 現在的FET運算放大器在保持低電流雜訊的同時，又可達到雙極型運算放大器的電壓雜訊水 平 。

問：電壓雜訊達到3 nV/Hz的單位是怎麼來的?它的含 義如何?
答：讓我們討論一下隨機雜訊。在實際應用中(即在設計者關心的帶寬內)許多噪 聲源都屬於白雜訊和高斯雜訊。白雜訊是指在給定帶寬內雜訊功率與頻率無關的雜訊。 高斯雜訊是指雜訊指定幅度X出現的概率服從高斯分布的雜訊。高斯雜訊具有這樣的特性： 當 來自兩個以上的雜訊有效值(rms)進行合成時，而且提供的這些雜訊源都是不相關的(即一種 雜訊信號不能轉換為另一種雜訊信號)，這樣合成的總雜訊不是這些雜訊的算術和而是它們 平 方和的平方根(rss)(這意味著雜訊功率線性疊加，即平方和相加)。例如有三個雜訊源V 1，V2和V3，它的rms和為：
V0=V21+V22+V23

由於雜訊信號的不同頻率分量是不相關的，從而rss合成結果是：如果單位帶寬(brick? wall bandwidth)為Δf的白雜訊為V，那麼帶寬為2Δf的雜訊為V2+V2= 2V。更為普遍的情況，如果我們用系數K乘以單位帶寬，那麼KΔf帶寬的噪 聲為KV。因此在任何頻率范圍內將Δf=1Hz帶寬的雜訊有效值所定義的函數 稱 作(電壓或電流)雜訊譜密度函數，單位為nV/Hz或pA/Hz。對於白雜訊 ，雜訊譜密度是一個常數，用帶寬的平方根乘以譜密度便可得到總有效值雜訊。
有關rss和的一個有用結果是：如果有兩個雜訊源都對系統雜訊有貢獻，而且一個比另 一個大3或4倍，那麼其中較小的那個常常被忽略，因為
42=16=4,但是42+12=1 7=4?12
兩者之差小3%，或0?26 dB。
32=9=3，但是32+12=1 0=3?16
兩者之差小6%，或0?5 dB。
因此較大的雜訊源對雜訊起主要作用。

問：那麼電流雜訊又如何呢?
答：簡單(即不帶偏置電流補償)的雙極型和JFET運算放大器的電流雜訊通常在偏 置 電流的散粒雜訊(有時稱為肖特基雜訊)的1或2 dB范圍以內。在產品說明中一般不給出。散 粒噪 聲是由於電荷載流子隨機分布以電流形式通過PN結引起的電流雜訊。如果流過的電流為I， 那麼在帶寬B內的散粒雜訊In可用下述公式來計算：
In=2IqB
其中q為電子電荷(1?6×10 -19 C)。應當注意2Iq為雜訊譜密度，即 這種雜訊為白雜訊。
從而告訴我們，簡單雙極型運算放大器的電流雜訊譜密度在Ib=200 nA時大約為250 f A/Hz，而且隨溫度變化不大，而JFET輸入運算放大器的電流雜訊譜密度比較 低(在Ib=50 pA時為4 fA/Hz)，並且溫度每增加20 °C其雜訊譜密度加倍 ，因為溫度每增加10 °C其偏置電流加倍。
帶偏置電流補償的運算放大器的實際電流雜訊比根據其輸入電流預測的電流雜訊要大得 多 。理由是其凈偏置電流是輸入偏置電流與補償電流源之差，而其雜訊電流是從這兩個雜訊電 流的rss和導出的。
具有平衡輸入的傳統的電壓反饋運算放大器，其同相輸入與反相輸入端的電流雜訊總 相等(但不相關)。而電流反饋或跨導運算放大器在兩個輸入端具有不同的輸入結構，所以 其電流雜訊也不同。有關這兩種運算放大器兩個輸入端電流雜訊的詳細情況請參考其產品說 明。
運算放大器的雜訊服從高斯分布，在很寬的頻帶范圍內具有恆定的譜密度，或「白」噪 聲，但當頻率降低時，譜密度以3 dB/倍頻程開始上升。這種低頻雜訊特性稱作「1/f雜訊 」，因為這種雜訊功率譜密度與頻率成反比。它在對數坐標上斜率為-1(雜訊電壓或電流1/ f頻譜密度斜率為-1/2)。-3 dB/倍頻程譜密度直線延長線與中頻帶恆定譜密 度直線的交點所對應的頻率稱作1/f轉折頻率(corner frequency)，它是放大器的品質因數 。早期的單片集成運算放大器的1/f在500 Hz以上轉折，但當今的運算放器在20～50 Hz轉折 是常見的，最好的放大器(例如AD OP?27和AD OP?37)轉折頻率低到2?7 Hz。1/f雜訊 對於等比率的頻率間隔(如每倍頻程或每十倍頻程)具有相等的增量。
問：為什麼你們不公布雜訊系數?
答：放大器的雜訊系數(NF)用來表示放大器雜訊與源電阻熱雜訊之比，單位為dB ，可用下式表示：
NF＝20logVn(amp)+Vn(source)Vn(source)
其中Vn(amp)表示放大器雜訊，Vn(source)表示源電阻熱雜訊。
NF對射頻放大器來說是一項很有用的技術指標，一般總是使用相同的源電阻(50或75 Ω )來驅動射頻放大器，但當這項指標用於運算放大器時容易引起誤解，因為運算放大器在許 多不同應用中其源阻抗(不一定是阻性的)變化范圍很寬。

問：源阻抗對雜訊有何影響?

答：當溫度在絕對零度以上時所有電阻都是雜訊源，其雜訊隨電阻、溫度和帶寬 的增加而增加(隨後我們將討論基本電阻雜訊或熱雜訊)。電抗不產生雜訊，但雜訊電流通過 電抗將產生雜訊電壓。

如果我們從某一個源電阻驅動一個運算放大器，那麼等效輸入雜訊將是該運算放大器 的雜訊電壓，源電阻產生的雜訊電壓和放大器的雜訊電流In流過源電阻產生的雜訊電壓的 rss和。如果源電阻很低，那麼源電阻產生的雜訊電壓和放大器的雜訊電流通過源電阻產生 的雜訊電壓對總雜訊的貢獻不明顯。在這種情況下放大器輸入端的總雜訊只有運算放大器 的電壓 雜訊起主要作用。

如果源電阻很高，那麼源電阻產生的熱雜訊對運算放大器的電壓雜訊和由電流雜訊引 起的電壓雜訊都起主要作用。但值得注意的是，由於熱雜訊只是隨電阻的平方根增加，而由 電流雜訊引起的雜訊電壓直接與輸入阻抗成正比，所以放大器的電流雜訊對於輸入阻抗足夠 高的情況下總是起主要作用。當放大器的電壓雜訊和電流雜訊都足夠高時，則不存在輸入電 阻為何值時熱雜訊起主要作用的問題。

通過圖8.1來說明這一點，上圖給出了ADI公司的幾種典型運算放大器在某一源電阻范圍 內其電壓雜訊與電流雜訊的比較。圖中的對角線表示縱坐標熱雜訊與橫坐標源電阻之間的關 系。讓我們看一下圖中的AD OP?27：水平線表示約為3 nV/Hz的電壓雜訊 對應小於500 Ω的源電阻。可以看出源阻抗減小100 Ω並沒有使雜訊減小，但源阻抗增加2 kΩ卻使雜訊增加。AD OP?27的垂直線表示，當源電阻大約在100 kΩ以上的情況下，放大 器的電流雜訊產生的雜訊電壓將超過源電阻產生的熱雜訊，所以電流雜訊為主要雜訊源。
應該記住，放大器同相輸入端的任何電阻都具有熱雜訊，並且又把電流雜訊轉換成雜訊 電壓。另外反饋電阻的熱雜訊在高電阻電路中非常突出。當評價運算放大器性能時所有可能 的雜訊源必須考慮。

問：請你介紹一下熱雜訊。
答：當溫度在絕對零度以上，由於電荷載流子的熱運動，所有電阻都具有雜訊， 這種雜訊稱為熱雜訊，又稱約翰遜雜訊。有時利用這種特性測量冷凍溫度。在溫度為T(開氏 溫度)，帶寬為B Hz，電阻為R Ω的電壓雜訊Vn和電流雜訊In由下式計算：
Vn=4kTRB 和 In=4kTB/R
其中k為波爾茲曼常數(1.38×10 -23 J/K)。經驗規則表明，1 kΩ電阻在室溫下具有的 雜訊為4 nV/Hz。
電路中所有電阻產生的雜訊及其帶來的影響是總要考慮的問題。實際上，只有輸 入電路、反饋電路、高增益電路及前端電路的電阻才可能對總電路雜訊有上述明顯影響 。
一般可通過減小電阻或帶寬的方法減小雜訊，但降低溫度的方法通常沒有很大作用，除 非使電阻器的溫度非常低，因為雜訊功率與絕對溫度成正比，絕對溫度T= °C+273°。

問：什麼是「雜訊增益」?
答：到現在為止我們只討論了雜訊源，但還沒有討論出現雜訊電路的增益。人們 可能會想到，如果在放大器的指定輸入端的雜訊電壓為Vn並且該電路的信號增益為G，那 么輸出端的雜訊電壓應為GVn。但實際並非總是這樣。
現在請看圖8?2所示的基本運算放大器增益電路。如果運算放大器接成反相放大器(接B 端)， 同相輸入端接地，將信號加到電阻Ri的自由端，那麼這時增益為-Rf/Ri。反之，如果 運算放大器接成同相放大器(接A端)，把信號加到同相輸入端，並且電阻Ri的自由端接地 ，那麼增益為(1+Rf/Ri)。

放大器本身的電壓雜訊總是以同相放大器的方式被放大。所以當運算放大器接成信號增 益為 G的反相放大器時，其本身的電壓雜訊仍以雜訊增益(G+1)被放大。對於精密衰減的情況(G＜ 1)，這種特性可能會出現疑問。這種情況一個常見的實例是有源濾波電路，其中阻帶增益可 能很小，但阻帶雜訊增益至少為1。
只有放大器輸入端產生的電壓雜訊和放大器同相輸入端電流雜訊流過該輸入端的任何阻 抗 所產生的雜訊(例如，偏置電流補償電阻產生的雜訊)才以雜訊增益被放大。而電阻Ri產 生的雜訊(不論是熱雜訊還是由反相輸入端雜訊電流引起的電壓雜訊)以與輸入信號相同的方 法被放大G倍，但反饋電阻Rf產生的熱雜訊電壓卻沒有被放大而以單位增益被緩沖送到輸 出端。

問：什麼是「爆米花」雜訊?
答：在20多年前人們曾花了很大的精力研究這個「爆米花」雜訊(「popcorn」 no is e)問題，它是一種偶然出現的典型低頻雜訊，表現為失調電壓低幅度(隨機)跳變。當通過揚 聲器講話時，這種雜訊聽起來好像炒玉米花的聲，由此而得名。
在沒有形成集成電路工藝時，根本不存在這個問題，「爆米花」雜訊是由集成電路表面 工藝問題(如沾污)所致。當今對其產生原因已完全清楚，再不會有一個著名的運算放大器制 造廠家會出現因產生「爆米花」雜訊而成為用戶關心的主要問題。

問：峰峰雜訊電壓是使我能知道雜訊究竟是否有問題的最方便的方法。但是為什 么放大器製造廠家不願用這種方法來規定雜訊呢?
答：正如前面所指出的，因為雜訊一般服從高斯分布。對於高斯分布來說，噪 聲最大值的說法是沒有意義的，即只要你等待足夠長的時間，理論上可超過任何值。另外， 實際上常用雜訊有效值這一概念。在某種程度上，它是一種不變數，即應用這種噪 聲的高斯概率分布曲線我們可以預測大於任何給定值雜訊的

表8?1 大於規定雜訊峰峰值概率

峰峰值 大於規定 峰峰值的概率

概率。假設給定雜訊源有效值為 V，由於雜訊電壓任何給定值的概率都服從高斯分布，所以可以得到：雜訊電壓大於2 V峰峰 值的概率為32%，大於3 V則為13%，依此類推，如表8?1所示。
如果我們使用雜訊峰峰值出現的概率來定義峰峰值，那麼使可採用峰峰值這項技術指標 ，但使用有效值更合適，因為它容易測量。當規定峰值雜訊電壓時，它常常為6?6倍有效 值(即6?6×rms)，它出現的時間概率小於0?1%。

問：如何測量通常規定帶寬(0?1～10 Hz)范圍內低頻雜訊的有 效值?這一定要花費很長的時間。生產過程時間不是很寶貴的嗎?
答：時間確實很寶貴。雖然在表徵器件的特性期間進行許多精細的測量是很必要 的，但以後在生產過程測量其有效值就不必花費那麼多的時間。我們採用的方法是，在1/f 區域很低的頻率(低至0?1～10 Hz)范圍內，在1至3倍30 s周期范圍內測量其峰值，而且它 肯定 低於某個規定值。理論上這雖然不是令人滿意的好方法，因為某些好器件可能被排除，而 且 還有些雜訊會被漏檢，但實際上在可能做到的測試時間范圍內這是一種最好的方法。而且如 果它接近合適的閾值極限，那麼這也是一種可接受的方法。從保守的眼光看來，這是測量噪 聲的 可靠方法。不符合最高等級標準的那些器件仍然可以按照符合這項指標等級的器件來銷售。

問：你還遇到過運算放大器其它雜訊影響嗎?
答：有一種常遇到的雜訊影響，它通常表現為運算放大器雜訊產生的失碼現象。 這種嚴重影響可能是由於模數轉換器(ADC)的輸入阻抗調制引起的。下面看一下 這種影響是如何產生的。
許多逐次逼近式ADC都有一定的輸入阻抗，它受轉換器時鍾的調制。如果用一種精密運算 放大器來驅動這種ADC，而且運算放大器的帶寬比時鍾頻率低得多，那麼這個運算放大器便 不能產生充足的反饋為ADC的輸入端提供一個非常穩定的電壓源，從而可能出現失碼。一般 地，當使用OP?07這類運算放大器來驅動AD574時就會出現這種問題。
解決這個問題的辦法是，使用頻帶足夠寬的運算放大器以便在ADC時鍾頻率影響下仍具有 低輸出阻抗，或者選用內部 含有輸入緩沖器的ADC，或者選用輸入阻抗不受其內部時鍾調制的ADC(許多采樣ADC都沒有這 個問題)。在運算放大器能夠穩定地驅動容性負載，而且其系統帶寬減小 是不重要的情況下，在ADC輸入端加一個旁路去耦電容完全可以解決這個問題。

問：在高精密模擬電路中還有其它重要的雜訊現象嗎?
答：高精密電路隨時間漂移趨勢是一種類似雜訊現象(實際上可以證明，這種時間 漂移至少與1/f雜訊的低頻端是相同的)。當我們規定長期穩定度時，通常以μV/1 000 h 或ppm/1 000 h為單位。又因為每年(Y)平均計算有8 766小時(h)，所以用戶又假 定x/1 000 h的不穩定度等於8?8x/Y。
事實並非如此。長期不穩定度(假定器件內部某個元件受損傷，其性能不是長期穩定退變 )好 像是一種「醉漢走路」(drunkard』s walk)行為，即器件在前1 000小時的 性能並不能代表後1 000小時的性能。這種長期不穩定度是按經歷時間的平方根關系進行測 定的。這意味著，x/1 000 h的不穩定度，其年漂移實際上應乘以8?766 ，或者其年漂移大約乘以3，或每10年漂移大約乘以9。這項指標應該用μV/1 000 h來表示。
實際上，許多器件的長期穩定度比上述情況好一點兒。如上所述，這種「醉漢走路 」方式假設器件的特性沒有改變。實際上，當器件老化後，器件製造應力趨於減小，從而使 性能變得更加穩定(原始故障源除外)。既然很難定量地描述器件的這種長期穩定度，不妨說 假定器件工作在低應力環境下，在使用壽命范圍內，其長期漂移速率趨於減小。這種漂移速 率的極限值 可能由1/f雜訊決定，可用時間比率自然對數平方根公式來計算，例如時間比率為8?8 x/Y 對應的漂 移速率為ln8?8=1?47,即一年漂移為1?47x。同理8?8年漂移為2?94x，7 7年漂移為4?4x，依次類推n年漂移為xln(8?8n)/ln8?8。

讀者信箱

問：有一位讀者的來信由於直接引用篇幅太長，所以這里概括介 紹來信內容，他對本欄目(Analog Dialogue 24?2,pp?20～21)中有關散粒雜訊或肖特基噪 聲(肖特基首次正確解釋了來自真空電子管中的散粒效應)提出了看法。該讀者特別反對將散 粒雜訊僅規定為一種結現象並且評論我們把運算放大器與其它半導體器件像兄弟關系一樣構 成的完整器件所帶 來的問題。他特別提出了散粒雜訊公式：

In=2qIB，單位 A
其中In為散粒雜訊電流有效值，I為流過某一結區域的電流，q為電子電荷，B為帶寬。該 公式似乎不包含依賴於特定結區域物理特性的任何物理量。因此他指出，散粒雜訊是一種普 遍現象，它與下述事實有關：任何電流都是一種電子流或空穴流，它攜帶離散電荷，從而由 上述公式計算出的雜訊恰恰表示了這種電流的粒子性。

他認為如果忽略承載電流的任何電路(包括純阻性電路)中的這種雜訊成分，都可導致嚴 重的設計問題。他計算通過任一理想電阻器的直流電流產生的雜訊來說明這種雜訊電流的 作用。如果對該電阻器僅施加52 mV電壓，那麼產生的雜訊電流等於室溫下熱噪 聲電流；如果施加200 mV以上電壓，那麼這種雜訊電流將成為主要電流雜訊源。

答：因為低雜訊運算放大器設計者已經不理睬這種主觀推測，那麼他錯在哪裡呢? 上述推理的假設是上述散粒雜訊公式對導體有效。

實際上，散粒雜訊公式產生於載流子相互獨立的假設。盡管這種散粒雜訊確實是由穿過( 由結二級管或真空電子管構成的)勢壘的離散電荷形成的電流，但它並不是真正的 金屬導體。由於導體中的電流是由非常大量的載流子組成(單個載流子的流動非常慢)，所以 與電流的流動有關的雜訊相應地也非常小，因此電路中的熱雜訊一般都忽略不計。
這里引用Horowiz和Hill在其論文中的一段話：「電流是離散電荷的流動，而不是像流 體一樣的連續流動。根據電荷量子的有限性產生了電流的統計波動性理論。如果這些電荷的 作用彼此獨立，那麼波動電流為：

In(rms)=I nR =(2 qI dc B) 1/2
其中q為電子電荷(1?60×10 -19 C)，B為測量帶寬，rms表示有效值。例如1 A「穩定 」 電流，波動電流的有效值為57 nA，測量帶寬為10 kHz。這說明波動程度大約為0?000006% 。這 種相對波動對小電流來講比較大。例如在10 kHz帶寬內，1 μA的「穩定」電流，實際上電 流 雜訊有效值的波動為0?006%。即-85 dB。對於1 pA直流電流，同樣帶寬內其電流波動有效 值為 56 fA，即相對波動為5?6 %。可見，散粒雜訊豈不微乎其微碼?散粒雜訊，類似電阻熱雜訊 ，屬於高斯雜訊和白雜訊。」

「早期給出的散粒雜訊公式假設電荷載流子具有獨立地形成電流的作用。這實際上是電 荷穿過勢壘的過程，例如結二極體電流，通過擴散電荷形成。與此相反，散粒雜訊在金 屬導體中的重要程度是不真實的，因為在金屬導體中，在電荷載流子之間存在著大范圍的相 關性。因此簡單阻性電路中的這種電流雜訊遠小於由散粒雜訊公式的計算值。在標准晶體管 電流源電路中我們提供了散粒雜訊公式以外的又一個重要公式，在這里負反饋起到減小散粒 雜訊的作用。」

⑼ 低雜訊放大器的原理

低雜訊放大器的原理：

1. 隔離器：主要用於高頻信號的單向輸入，對於反向的高頻信號進行隔離，同時對各埠的駐波進行匹配。

2. 低雜訊管：ATF54143，利用管子的低雜訊特性，減少模塊的內部雜訊，降低低雜訊模塊的雜訊電平，使整機的接收靈敏度提高。

3. 放大管：進一步放大高頻信號 。

4. 限幅組件：包含由PIN管組成壓控的衰減電路（ALC），由HMC273組成的數控衰減電路（ATT）。

5. 檢波組件：對模塊的輸出功率由MAX-4003晶元構成的檢波電路檢測出輸出功率的大小。

6. 限幅運算電路：由檢波組件對高頻信號的檢測出的功率大小的輸出直流電壓進行運算，對限幅電路進行控制。

低雜訊放大器，雜訊系數很低的放大器。一般用作各類無線電接收機的高頻或中頻前置放大器，以及高靈敏度電子探測設備的放大電路。在放大微弱信號的場合，放大器自身的雜訊對信號的干擾可能很嚴重，因此希望減小這種雜訊，以提高輸出的信噪比。

由放大器所引起的信噪比惡化程度通常用雜訊系數F來表示。理想放大器的雜訊系數F=1（0分貝），其物理意義是輸出信噪比等於輸入信噪比。現代的低雜訊放大器大多採用晶體管、場效應晶體管；微波低雜訊放大器則採用變容二極體參量放大器，常溫參放的雜訊溫度Te可低於幾十度(絕對溫度)，致冷參量放大器可達20K以下，砷化鎵場效應晶體管低雜訊微波放大器的應用已日益廣泛，其雜訊系數可低於2分貝。放大器的雜訊系數還與晶體管的工作狀態以及信源內阻有關。在工作頻率和信源內阻均給定的情況下，雜訊系數也和晶體管直流工作點有關。為了兼顧低雜訊和高增益的要求，常採用共發射極一共基極級聯的低雜訊放大電路。

應用：
雜訊放大器(LNA)主要面向移動通信基礎設施基站應用，例如收發器無線通信卡、塔頂放大器(TMA)、組合器、中繼器以及遠端/數字無線寬頻頭端設備等應用設計，並為低雜訊指數(NF,NoiseFigure)立下了新標竿。目前無線通信基礎設施產業正面臨必須在擁擠的頻譜內提供最佳信號質量和覆蓋度的挑戰，接收器靈敏度是基站接收路徑設計中最關鍵的要求之一，合適的LNA選擇，特別是第一級LNA可以大幅度改善基站接收器的靈敏度表現，低雜訊指數也是關鍵的設計目標。

⑽ 低雜訊放大器的正文

雜訊系數很低的放大器。一般用作各類無線電接收機的高頻或中頻前置放大器，以及高靈敏度電子探測設備的放大電路。在放大微弱信號的場合，放大器自身的雜訊對信號的干擾可能很嚴重，因此希望減小這種雜訊，以提高輸出的信噪比。由放大器所引起的信噪比惡化程度通常用雜訊系數F來表示。理想放大器的雜訊系數 F=1（0分貝），其物理意義是輸出信噪比等於輸入信噪比。現代的低雜訊放大器大多採用晶體管、場效應晶體管；微波低雜訊放大器則採用變容二極體參量放大器，常溫 參放的雜訊 溫度Te可低於幾十度(絕對溫度)，致冷參量放大器可達20K以下，砷化鎵場效應晶體管低雜訊微波放大器的應用已日益廣泛，其雜訊系數可低於 2 分貝。放大器的雜訊系數還與晶體管的工作狀態以及信源內阻有關。為了兼顧低雜訊和高增益的要求，常採用共發射極一共基極基聯的低雜訊放大電路。
在放大微弱信號的場合，放大器自身的雜訊對信號的干擾可能很嚴重，因此希望減小這種雜訊，以提高輸出的信噪比。由放大器所引起的信噪比惡化程度通常用雜訊系數F（見放大）來表示或用取對數值的雜訊系數FN表示FN=10lgF(dB)
理想放大器的雜訊系數F=1(0分貝),其物理意義是輸出信噪比等於輸入信噪比。設計良好的低雜訊放大器的FN可達3分貝以下。在雜訊系數很低的場合,通常也用雜訊溫度Te作為放大器雜訊性能的量度：Te=T0(F-1)。式中T0為室溫。在這里，它和雜訊溫度Te的單位都是開爾文(K)。
多級放大器的雜訊系數F主要取決於它的前置級。若F1，F2，…，Fn依次為各級放大器的雜訊系數，則式中A1,…，An-1依次為各級放大器的功率增益。前置級的增益A1越大,則其後各級放大器對總雜訊系數F的影響越小。
單級放大器的雜訊系數主要取決於所用的有源器件及其工作狀態。現代的低雜訊放大器大多採用晶體管、場效應晶體管；微波低雜訊放大器則採用變容二極體參量放大器，常溫參放的雜訊溫度Tθ可低於幾十度（絕對溫度），致冷參量放大器可達20K以下。砷化鎵場效應晶體管低雜訊微波放大器的應用已日益廣泛，其雜訊系數可低於2分貝。
晶體管的自身雜訊由下列四部分組成。①閃爍雜訊，其功率譜密度隨頻率f的降低而增加，因此也叫作1/f雜訊或低頻雜訊。頻率很低時這種雜訊較大，頻率較高時（幾百赫以上）這種雜訊可以忽略。②基極電阻rb'b的熱雜訊和。③散粒雜訊，這兩種雜訊的功率譜密度基本上與頻率無關。④分配雜訊，其強度與f的平方成正比，當f高於晶體管的截止頻率時,這種雜訊急劇增加。圖1是晶體管雜訊系數F隨頻率變化的曲線。對於低頻，特別是超低頻低雜訊放大器,應選用1/f雜訊小的晶體管；對於中、高頻放大，則應盡量選用高的晶體管，使其工作頻率范圍位於雜訊系數-頻率曲線的平坦部分。
場效應晶體管沒有散粒雜訊。在低頻時主要是閃爍雜訊，頻率較高時主要是溝道電阻所產生的熱雜訊。通常它的雜訊比晶體管的小，可用於頻率高得多的低雜訊放大器。
放大器的雜訊系數還與晶體管的工作狀態以及信源內阻有關。圖2是考慮了自身雜訊的放大器模型。us和Rs分別為信源電壓和內阻,Rs的熱雜訊電壓均方值等於4kTRs墹f，式中T為絕對溫度，k為玻耳茲曼常數，墹f為放大器通帶。放大器自身雜訊用雜訊電壓均方值和雜訊電流均方值表示，它們是晶體管工作狀態的函數，可以用適當方法來測量。這樣，放大器的雜訊系數F可寫作放大管的直流工作點一旦確定,和亦隨之確定，這樣，雜訊系數F將主要是信源內阻Rs的函數。Rs有一使F為最小的最佳值（圖3）。
在工作頻率和信源內阻均給定的情況下，雜訊系數也和晶體管直流工作點有關。發射極電流IE有一使雜訊系數最小的最佳值,典型的F-IE曲線如圖4所示。
晶體管放大器的雜訊系數基本上與電路組態無關。但共發射極放大器具有適中的輸入電阻，F為最小時的最佳信源電阻Rs和此輸入電阻比較接近，輸入電路大體上處於匹配狀態，增益較大。共基極放大器的輸入電阻小，共集電極放大器的輸入阻抗高，兩者均不易同時滿足雜訊系數小和放大器增益高的條件，所以都不太適於作放大鍵前置級之用。為了兼顧低雜訊和高增益的要求，常採用共發射極-共基極級聯的低雜訊放大電路。