fbw電路

⑴ 信道帶寬20 40哪個好

信道帶寬40比較好。

最好是自動選擇，路由器會根據你的網速和頻率自動傳輸。1.802.11n支持20MHz和20MHZ/40MHz通道。前一個標准使用20MHZ帶寬，而802.11n使用20/40MHZ帶寬。40MHz信道提供的可用信道帶寬是802.11的兩個傳統信道的兩倍多。

802.11n標准支持20MHz和40MHz信道，其中40MHz信道將是最寬的信道，由兩個相鄰的和傳統的20MHz頻譜信道組成。當然只能用20MHz通道，具體情況而定。2.20mhz信號穿透力強，但可能會減慢下載速度；40mhz信號下載能力強，但可能導致覆蓋范圍窄。

比如頻段帶寬就是指你路由器的傳前缺輸頻率寬度：20MHz對應65M帶寬，穿透性好，傳輸距離遠（100m左右）。40MHz對應150M帶寬，通透性差，傳輸距離短(50M左右)。3.如果你身邊wifi信號源少，就用40帶寬，這樣速度可以最大化。

通頻帶用於衡量放大電路對不同豎州頻率信號的放大能力。由於放大電路中電容、電感及半導體器件結電容等電抗元件的存在，在輸入信號頻率較低或較高時，放大倍數的數值會下降並產生相移。余悔蔽通常情況下，放大電路只適用於放大某一個特定頻率范圍內的信號。

通頻帶fbw:fL與fH之間形成的頻帶稱中頻段，或通頻帶fbw。通頻帶越寬，表明放大電路對不同頻率信號的適應能力越強。通頻帶越窄，表明電路對通頻帶中心頻率的選擇能力越強。

⑵ 2016.11.27光電二極體相關

光電二極體（Photo-Diode）和普通二極體一樣，也是由一個PN結組成的半導體器件，也具有單方向導電特性。但在電路中它不是作整流 元件 ，而是把光信號轉換成電信號的光電感測器件。

光電二極體是在反向電壓作用下工作的，沒有光照時，反向電流極其微弱，叫 暗電流 ；有光照時，反向電流迅速增大到幾十微安，稱為 光電流 。光的強度越大，反向電流也越大。光的變化引起光電二極體電流變化，這就可以把 光信號 轉換成 電信號 ，成為 光電感測器 件。

光電二極體的頻率特性響應主要由3個因素決定：

a.光生載流子在耗盡層附近的擴散時間；

b.光生載流子在耗盡層內的漂移時間；

c.負載電阻與並聯電容所決定的電路時間常數。

特性：優點是暗電流小，一般情況下，響應速度較低。

用途：照度計、彩色感測器、光電三極體、線性圖像感測器、分光光度計、照相機曝光計。

特性：缺點是暗電流大，因結容量低，故可獲得快速響應。

用途：高速光的檢測、光通信、光纖、遙控、光電三極體、寫字筆、傳真。

特性：使用Au薄膜與N型半導體結代替P型半導體

用途：主要用於紫外線等短波光的檢測

特性：響應速度非常快，因具有倍速作用，故可檢測微弱光。

用途：高速光通信、高速光檢測

光電二極體是將光信號變成電信號的半導體器件。它的核心部分也是一個 PN結 ，和普通二極體相比，在結構上不同的是，為了便於接受入射光照，PN結面積盡量做的大一些，褲燃 電極 面積盡量小些，而且PN結的結深很淺，一般小於1微米。

光電二極體是在反向電壓作用之下工作的。沒有光照時，反向電流很小（一般小於0.1微安），稱為暗電流。當有光照時，攜帶能量的 光子 進入PN結後，把能量傳給共價鍵上的束縛電子，使部分電子掙脫共價鍵，從而產生電子---空穴對，稱為光生載流子。

它們在反向電壓作用下參加漂移運動，使反向電流明顯變大，光的強度越大，反向電流也越大。這種特性稱為「光電導」。光電二極體在一般照度的光線照射下，所產生的電流叫光電流。如果在外電路上接上負載，負載上就獲得了電信號，而且這個電信號隨著光的變化而相應變化。

光電二極體、光電三極體是電子電路中廣泛採用的光敏器件。光電二極體和普通二極體一樣具有一個PN結，不同之處是在光電二極體的外殼上有一個透明的窗口以接收光線照射，實現光電轉換，在電路圖中文字元號一般為VD。光電三極體除具有光電轉換的功能外，還具有放大功能，在電路圖中文字元號一般為VT。光電三極體因輸入信號為光信號，所以通常只有集電極和發射極兩個引腳線。同光電二極體一樣，光電三極體外殼也有一個透明窗口，以接收光線照射。

光電二極體的一些關鍵性能參數包括以下幾項。

響應率

一個硅光電二極體的響應特性與突發光照波長的關系響應率（responsivity）定義為光電導模式下產生的光電流與突發光照的比例，鉛純芹單位為安培/瓦特（A/W）。響應特性也可以表達為量子效率（Quantum efficiency），即光照產生的載流子數量與突發光照光子數的比例。

暗電流

在光電導模式下，當不接受光照時，通過光電二極體的電流被定義為暗電流。暗電流包括了輻射電流以及半導體結的飽和電流。暗電流必須預先測量，特別是當光電二極體被用作精密的光功率測量時，暗電流產生的誤差必須認真考慮並加以校正。

等效雜訊功率

等效雜訊功率（英語：Noise-equivalent power,

NEP）是指能夠產生光電流所需的最小光功率，與1赫茲時的雜訊功率均方根值相等。與此相關的一個特性被稱作是探測能力（detectivity,

D），它等於等效雜訊功率的倒數。等效雜訊功率大約等於光電二極體的最小可探測輸入功率。

當光電二極體被用在光通信系統中時，這些參數直接決定了光接收器的靈敏度，即獲得指定比特誤碼率（bit error rate）的最小輸入 功率 。

光電二極體教程

工作原理

結光電二極體是一種基本器件，其功能類似於一個普通的信號二極體，但在結半導體的耗盡區吸收光時，它會產生光電流。光電二極體是一種快速，高線性度的器件，在應用中具有高量子效率，可應用於各種不同的場合。

根據入射光確定期望的輸出電流水平和響應度是有必要的。圖1描繪了一個結光電二極體模型，它由基本的獨立槐畢元件組成，這樣便於直觀了解光電二極體的主要性質，更好地了解Thorlabs光電二極體工作過程。

圖1 : 光電二極體模型

光電二極體相關術語

響應度

光電二極體的響應度可以定義為給定波長下，產生的光電流(IPD)和入射光功率(P)之比：

工作模式( 光導模式和光伏模式)

光電二極體可以工作在這兩個模式中的一個: 光導模式(反向偏置)或光伏模式(零偏置)。 工作模式的選擇根據應用中速度和可接受暗電流大小(漏電流)而定。

光導模式

處於光導模式時，有一個外加的偏壓，這是我們DET系列探測器的基礎。

電路中測得的電流代表器件接受到的光照; 測量的輸出電流與輸入光功率成正比。

外加偏壓使得耗盡區的寬度增大，響應度增大，結電容變小，響應度趨向直線。

工作在這些條件下容易產生很大的暗電流，但可以選擇光電二極體的材料以限制其大小。 (注: 我們的DET器件都是反向偏置的，不能工作在正向偏壓下。)

光伏模式

光伏模式下，光電二極體是零偏置的。 器件的電流流動被限制，形成一個電壓。 這種工作模式利用了光伏效應，它是太陽能電池的基礎。 當工作在光伏模式時，暗電流最小。

暗電流

暗電流是光電二極體有偏壓時的漏電流.

工作在光導模式時, 容易出現更高的暗電流, 並與溫度直接相關. 溫度每增加 10 °C, 暗電流幾乎增加一倍, 溫度每增加 6 °C,

分流電阻增大一倍. 顯然, 應用更大的偏壓會降低結電容, 但也會增加當前暗電流的大小。

當前的暗電流也受光電二極體材料和有源區尺寸的影響. 鍺器件暗電流很大, 硅器件通常比鍺器件暗電流小.下表給出了幾種光電二極體材料及它們相關的暗電流, 速度, 響應波段和價格。

MaterialDark CurrentSpeedSpectral RangeCost

Silicon (Si)LowHigh SpeedVisible to NIRLow

Germanium (Ge)HighLow SpeedNIRLow

Gallium Phosphide (GaP)LowHigh SpeedUV to VisibleModerate

Indium Gallium Arsenide (InGaAs)LowHigh SpeedNIRModerate

Indium Arsenide Antimonide (InAsSb)HighLow SpeedNIR to MIRHigh

Extended Range Indium Gallium Arsenide (InGaAs)HighHigh SpeedNIRHigh

Mercury Cadmium Telluride (MCT, HgCdTe)HighLow SpeedNIR to MIRHigh

結電容

結電容（Cj）是光電二極體的一個重要性質，對光電二極體的帶寬和響應有很大影響。需要注意的是，結區面積大的二極體結體積也越大，也擁有較大的充電電容。在反向偏壓應用中，結的耗盡區寬度增加，會有效地減小結電容，增大響應速度。

帶寬和響應

負載電阻和光電二極體的電容共同限制帶寬。要得到最佳的頻率響應，一個50歐姆的終端需要使用一條50歐姆的同軸電纜。帶寬（fBW）和上升時間響應（tr）可以近似用結電容（Cj）和負載電阻（Rload）表示：

雜訊等效功率

雜訊等效功率(NEP)是信噪比等於1時產生的RMS信號電壓。它是非常有用的參數，因為NEP決定了探測器探測弱光的能力。一般而言，NEP隨著探測器的有效區域而增大，且可以用下式表示：

在這里，S/N是信噪比，Δf是雜訊帶寬，入射能量的單位是W/cm2。更多關於NEP的信息請看Thorlabs的 雜訊等效功率白皮書 。

終端電阻

使用負載電阻將光電流轉換為電壓（VOUT）以便在示波器上顯示：

根據光電二極體的類型，負載電阻影響其響應速度。為達到最大帶寬，我們建議在同軸電纜的另一端使用50歐姆的終端電阻。其與電纜的本徵阻抗相匹配，將會最小化諧振。如果帶寬不重要，您可以增大負載電阻（Rload），從而增大給定光功率下的光電壓。終端不匹配時， 電纜的長度對響應影響很大，所以我們建議使電纜越短越好。

分流電阻

分流電阻代表零偏壓下光電二極體的結電阻。理想的光電二極體分流電阻無限大，但實際值可能從十歐姆到幾千兆歐不等，與其材料有關。例如，InGaAs探測器分流電阻在10兆歐姆量級，而Ge探測器的分流電阻在千歐量級。這會顯著影響光電二極體的雜訊電流。然而，在大部分應用中，大電阻幾乎不產生效應，因而可以忽略。

串聯電阻

串聯電阻是半導體材料的電阻，這個小電阻通常可以忽略。串聯電阻來自於光電二極體的觸點和線接頭，通常用來確定二極體在零偏壓下的線性度。

通用工作電路

圖2 ：反向偏壓電路（DET 系列探測器）

DET系列探測器有上面所示的模塊化電路。探測器反向偏置對輸入光產生線性響應。光電流的大小與入射光大小以及波長有關，輸出端加一個負載電阻就可以在示波器上顯示。RC濾波電路的作用是濾掉輸入電源的高頻雜訊，這些雜訊會影響輸出端的雜訊。

圖3 ：放大探測器電路

也可以用光電探測器加放大器來實現所需要的高增益。用戶可以選擇工作在光導模式和光伏模式。使用這個有源電路有幾個優勢：

光伏模式：由於運算放大器A點電勢和B點電勢相等，因而光電二極體兩端的電勢差為零伏。這樣最小化了暗電流的可能

光導模式：二極體反向偏置，於是增大了帶寬降低了結電容。探測器的增益與反饋元件（Rf）有關。探測器的帶寬可用下面的式子計算：

其中GBP是放大器增益帶寬積，CD是結電容和放大器電容之和。

斬波頻率的影響

光導體信號將保持不變，直到時間常數響應極限為止。許多探測器（包括PbS、PbSe、HgCdTe (MCT)和InAsSb探測器）具有1/f的典型雜訊頻譜(即，雜訊隨著斬波頻率增大而減小)，這會對低頻時的時間常數具有較大影響。

探測器在低斬波頻率下會表現出較低響應度。頻率響應和探測率對於下式最大化

⑶ 無源射頻電路最大頻率可以做到多少

S是復拍含頻率，S=σ+jω，有頻率的量綱，頻域分析中令實部為零，所以S=jω。BW在通頻帶的概念中有啊。通頻帶用於衡量放大電路對不同頻率信號的放大能力。由於放大電路中電容、電感及半導體器件結電容等電抗元件的存在，在輸入信號頻率較低或較高時，放大倍數的數值會下降並產生相移。通常情況下，放大電路只適用於放大某一個特定頻率范圍內的信號。如圖所示為某放大電路的幅頻特性曲線。f1-f2之間為通頻帶下限截止頻率fL：在信號頻率下降到一定程度時，放大倍數的數值明顯下降，使放大倍數的數值等於0.707倍的頻率稱為下限截止頻率fL。上限截止頻率fH：信號頻率上升到一定程度時，放大倍數的數值也將下降，使放大倍數的數值等於0.707倍的頻率稱為上限截止頻率fH。通頻帶fbw：fL與fH之間形成的頻帶稱中頻段，或通頻帶fbw。fbw＝fH－fL或者定義為：在信號傳輸族畝系統中,系統輸出信號從最大值衰減兆賀森3dB的信號頻率為截止頻率,上下截止頻率之間的頻帶稱為通頻帶,用BW表示通頻帶越寬，表明放大電路對不同頻率信號的適應能力越強。參考：/view/141526.htm

⑷ 空軍中的人在迴路系統是什麼啊

外迴路和內迴路

飛行控制，說白了就是控制飛機去飛行。

但稿頌舉是對於飛行控制，很多朋友經常會把AFCS（自動飛行控制系統）和PFCS/FBW（主飛行控制系統/電傳飛行控制系統）的功能搞混。

以民航航線飛行為例，大家知道民航機的飛行行為分為兩種，一種是從A地飛抵B地，一種是飛行過程中的顛簸，傾斜，偏航。

對於前一種飛行，我們針對地球本體坐標系（或稱為大地坐標系）研究飛機的運動，可以把飛機看成「質點」，把它稱為位移或者叫飛機的軌跡鍵碧控制，這個屬於飛機的「外迴路」控制，通常由自動飛行控制系統（AFCS）或者駕駛儀（AP）實現，現代飛機還將導航計算機升級，發展成具備多功能的任務管理系統（櫻神VMS/FMS），指導或者直接替代AFCS進行飛機的4D導航控制。現在流行的「火-飛-推」，也是外迴路的事。

對於後一種飛行，是針對飛機本體坐標系和氣流坐標系進行研究，研究的飛行的「姿態」。這個本質是如何權衡飛機的穩定性和機動性設計，這個屬於飛機的「內迴路」控制，是控制增穩系統/電傳控制系統需要解決的問題。

其實，飛行控制說白了就是玩牛頓力學、坐標系變換和控制理論，現在戰斗機上用坐標系，最多能定義出超過10個，如何把握其中各個用途的坐標系之間的原點平移和轉動也是門基礎。

⑸ 放大電路電壓增益的頻率特性表達式的標准形式是什麼

放大電路電壓增益的頻腔罩段率特性表達式的標准形式是什悶旦么伍譽
通頻帶fbw=fH-fL，fH是上限截止頻率，fL是下限截止頻率。

⑹ 泰克示波器帶寬怎麼設置

示波器帶寬限制設置：在棗亮的通道按鈕裡面，你按下CH1按鈕，出現的菜單上應該就有帶寬限制的選項了。

大多數示波器中存在限制示波器帶寬的電路。限制帶寬開啟後凳攜寬，可以減少顯示波形中不時出現的雜訊，顯示的波形會顯得更為清晰。但請注意，在消除雜訊的時候，帶寬限制同樣會減少或者消除高頻信號成分。鼎陽示波器，帶寬限制開啟後將有效濾除20M以上的雜訊信號。

示波器帶寬是指輸入一個幅度相同，頻率變化的信號，當示波器讀數比真值衰減3dB時，此時的頻率即為示波器的帶寬。也就是說，輸入信號在示波器帶寬處測試值為真值-3dB，帶寬不是示波器能顯示的頻率。一般情況下，示波器帶寬應為所測信號頻率的3~5倍。

與示波器帶寬規格緊密相關的是其上升時間參數。具備高斯頻響的示波器，按照10%到90%的標准衡量，上升時間約為0.35/fBW。具備平坦頻響的示波器上升時間規格一般在0.4/fBW范圍上，隨示波器頻率滾降特性的陡度不同而有所差異。

如果在進行上升時間和下降時間參數測量時允許20%的隱鬧定時誤差，那麼帶寬為1GHz的示波器就能滿足該數字測量應用的要求。但如果要求定時精度在3％范圍內，那麼採用帶寬為2GHz的示波器更好。

⑺ 急急急 放大電壓在放大電路的下限截止頻率或上限截止頻率時的放大倍數值是多少

規定放大倍數為正常值的1/(√2），時，即為頻率范圍的極限，所以反過來，在薯碰頻亮雹率的上限和下限，放大倍數就是原來放數鍵談大倍數的1/(√2）。

⑻ 整個電路帶寬10m以上，輸入網路電容多大時時放大器不穩定

開關電容ADC及其驅動放大器之間的阻抗諧振匹配方法來源：今日電子 | 作者：美國模擬器件 Eric Newn Rob Reeder高采樣速率模數轉換器（ADC）通常用在現代無線接收器設計中，以中頻（IF）采樣速率採集復數調制的。這類設計通常都選用基於CMOS開關電容的ADC，因為它們的低成本和低功耗特點很吸引人。但這類ADC採用一種直接連接到采樣網路的無緩沖器的前端，這樣就會出現驅動ADC的放大器的輸入跟蹤和保持阻抗隨時間變化的問題。為了有效地驅動ADC，使雜訊最低和有用失真最小，必須設計一種無源網路介面幫助抑制寬頻雜訊，並對跟蹤阻抗和保持阻抗進行變換以便為驅動放大器提供更好的負載阻抗。針對幾種常見的IF頻率，本文中提出了一種諧振匹配方法，用於將跟蹤和保持阻抗轉換為比較容易計算的負載，從而實現抗鋸齒濾波器的精密設計。開關電容ADC開關電容ADC不帶緩沖器，以便能降低功耗。這種ADC的采樣保持放大器電路（SHA）主要包括一個輸入開關、一個輸入采樣電容器、一個采樣開關和一個放大器。如圖1所示，輸入開關直接連接驅動器和采樣電容器。輸入開關閉合時（跟蹤模式），驅動器電路驅動輸入電容器，當此模式結束時，輸入電容器開始對輸入進行采樣（捕獲）。而當輸入開關斷開時（保持模式），驅動器被輸入電容器隔離。ADC的跟蹤模式周期和保持模式周期大約相等。 點擊看原圖圖1 連接到放大器驅動器的開關電容ADC簡化輸入模型圖2 AD在跟蹤和保持兩種模式下的不同輸入頻率在SHA的跟蹤模式期間和保持模式期間，ADC輸入阻抗的狀態是不同的，這就很難使ADC的輸入阻抗與驅動電路之間始終匹配。因為ADC只能在跟蹤模式期間檢測輸入，所以在此期間輸入阻抗應與驅動電路匹配。輸入阻抗與頻率的關系主要由采樣電容器和通路中所有的寄生電容決定。為了精確地匹配阻抗，了解輸入阻抗和頻率的關系是非常必要的。圖2為AD在輸入頻率高達1GHz時的輸入阻抗特性。藍色曲線和紅色曲線分別表示ADC輸入SHA網路在跟蹤和保持模式下輸入電容阻抗的虛部（對應右邊的縱坐標）。在小於 MHz時，電容阻抗的虛部從跟蹤模式下的大於4pF變化到保持模式下的1pF。輸入SHA網路在跟蹤和保持模式下的輸入阻抗實部分別用橙色和綠色曲線表示（對應左邊的縱坐標）。正如預期的那樣，與保持模式相比，跟蹤模式下的阻抗值要低得多。帶緩沖器輸入的ADC阻抗在整個標稱寬頻內都保持恆定，而開關電容ADC的輸入阻抗在最初的MHz輸入帶寬內會產生很大變化。阻抗諧振匹配方法為了有效地將有用耦合到ADC的理想奈奎斯特（Nyuist）區內，必須要徹底了解ADC在有用頻率范圍內的跟蹤和保持阻抗。有幾家ADC商已經提供了供網路使用的散射參數和（或）阻抗參數。輸入阻抗數據可用於設計阻抗變換網路，其有助於捕獲有用並抑制其他頻率范圍內的無用。如果知道了任何輸入系統的差分輸入阻抗，那麼有可能設計出一個具有低損耗的電抗匹配網路。輸入阻抗可以用復數ZIN=R+jX表示，其中R表示輸入阻抗中的等效串聯電抗，X表示虛串聯電抗，這樣就可以找到一個將這種復數阻抗變換成負載的等效網路。通常，輸入阻抗被等效成一個並聯RC網路。為了找到一個等效的RC並聯網路，我們可以利用下述公式將阻抗轉換為導納。(1)有許多軟體程序可以計算復數的倒數，例如Matlab和MathCad，甚至像Excel的較新版本都有此功能。IF采李孫樣和奈奎斯特區考慮只有當有用或頻率處於第一奈奎斯特區內時才會進行基帶采樣。但是，有些轉換器可以在高於第一奈奎斯特區的頻域內采樣，這被稱作欠采樣或是IF采樣。圖3示出如何用相對於80 MHz采樣頻率（Fs）的 MHz中頻來定義ADC的奈奎斯特區，實質上處於第四奈奎源擾早斯特區內。IF頻率的鏡像頻率可以映射到第一奈奎斯特區，這就好像在第一奈奎斯特區看到一個20 MHz的一樣。還應該注意到大多數FFT儀，例如ADC AnalyzerTM，只能第一奈奎雹雀斯特區或0～0.5Fs的FFT。因此，如果有用頻率高於0.5Fs，那麼鏡像頻率可被映射到第一奈奎斯特區或者常說的基帶。如果雜散頻率也在可用帶寬內，這樣就會使事情變得復雜。圖3 奈奎斯特區的定義那麼，當ADC偏離采樣頻率0.5Fs時怎能滿足奈奎斯特准則呢？這里重述Walt Kester在ADI高速IC研討會技術資料中介紹的&lo;奈奎斯特准則&ro;，即的采樣速率必須大於等於其帶寬的兩倍，才能保持的完整信息，該准則也可見式（2）。FS>2FBW (2)其中，Fs表示采樣頻率，FBW表示最高有用頻率。這里的關鍵是要注意有用頻率的位置。只要沒有重疊並且留在一個奈奎斯特區內，就可以滿足奈奎斯特准則。唯一不同的是有用頻率的位置從第一奈奎斯特區到了高階奈奎斯特區。 IF采樣已經越來越受歡迎，因為它允許設計工程師去除鏈中的混頻級電路。這樣就能提高性能，因為減少了鏈中元件總數量，實際上降低了引入系統的附加雜訊，從而進一步提高系統總的信噪比（SNR）。在某些情況下，這樣做還可以提高無雜散動態范圍性能（SFDR），因為消除了混頻級電路會降低本地振盪器（LO）通過混頻器引起的泄漏。在進行IF采樣時，對高頻抗鋸齒濾波器（AAF）的設計是相當重要的。在大多數情況下，AAF被設計在有用頻帶內的中心。在IF采樣應用中，恰當的濾波器設計是至關重要的，以便低奈奎斯特區內的低頻雜訊不會落入有用頻率所在的高階奈奎斯特區。而且，不良的濾波器設計會導致在本底雜訊的基帶鏡像出現過多的雜訊。圖4顯示了抗鋸齒濾波器的阻帶衰減特性。很顯然，系統動態范圍和帶通濾波器的階數有直接的關系。此外，系統的階數還依賴於系統的解析度。解析度越低，本底雜訊就越高，具有的混頻效應就越小，因此對系統的階數要求就越低。但是，有些高階 濾波器可能會在通帶中產生較多的紋波，這會對系統的性能起到反作用，因為其引發了相位失真和幅度失真。總之，在設計抗鋸齒濾波器時必須非常小心。抗鋸齒濾波器設計抗鋸齒濾波器有助於減少無用奈奎斯特區中的內容，否則會產生帶內混頻從而降低動態性能。通常採用LC網路設計抗鋸齒濾波器，而且必須要明確規范源阻抗和負載阻抗，以便獲得要求的阻帶特性和通頻帶特性。通常採用切比雪夫（Chebyshev）或巴特沃斯（Butterworth）多項式定義濾波器的傳遞函數。有幾種濾波器設計程序有助於簡化這個問題，例如NuHertz Technologies的Filter Free4.0或Agilent Technologies的ADS。另外，可以使用濾波器設計手冊來找到歸一化的原型濾波器參數值，然後根據要求的截止頻率和負載阻抗按適當比例進行設計。圖5(a)中提供了一個四階的歸一化原型濾波器實例。該濾波器遵循切比雪夫多項式，針對5:1的負載和源阻抗比，理論上可提供小於0.5dB的紋波。對於MHz的截止頻率和W的負載阻抗，其單端等效網路如圖5(b)表示。大多數高速ADC都能夠利用差分輸入介面完成高動態范圍IF采樣。因此有必要將單端網路轉換為如圖5(c)所示的差分網路。在轉換為最終的差分網路時，串聯阻抗實質上被減半了（見圖5(d)）。值得一提的是，試圖建立印製電路板（PCB）寄生元件模型以便選擇最佳的L和C值是很明智的做法。最終實現的網路採用了比理論值稍低的電感值，以便適應電路印製線的串聯電感。應該注意的是圖5(c)中的負載現在用圖5(d)中的ADC介面代替，包括一個分流電感器和共模偏置電阻器。偏置電阻為每個差分輸入端提供所需的直流偏置，並且與原來的跟蹤阻抗和諧振分流電感器結合起來共同為負載提供濾波器。考慮網路的品質因數是很重要的。負載和源阻抗的比例越大，就越需要注意元件值和布線的寄生效應。通常需要採用一些經驗性的反復試驗法來優化網路介面，以達到雜訊和失真性能的最佳組合。採用能精確地捕獲實際L和C寄生效應的元件模型對網路響應進行模擬是較為合適的。測試性能上例中的電路設計提供了優良動態性能（見圖6）。應該注意在有和沒有適當設計介面網路兩種情況下 SFDR和總諧波失真的差異。諧振分流電感器轉換了ADC的原始阻抗，從而為濾波器提供可預測的負載阻抗。另外，分流電感有助於吸收所有的低頻閃爍雜訊和DC失調，不然它們會破壞0Hz頻率附近的本底雜訊。抗鋸齒濾波器有助於抑制高頻寬頻雜訊，不然它們會造成帶內混頻，而且它還有助於抑制驅動放大器輸出端出現的高頻諧波。這樣就為工作在MHz中心頻率的高IF采樣接收器提供了一種合適的解決方案。整個2MHz帶寬內頻率響應的均勻性小於±0.2dB，並且其組延時小於10ns。圖6 在MHz頻率下用AD驅動AD前後的波形圖7提供了一個低頻率案例。該解決方案適合於可用帶寬為5 MHz的雙倍向下變頻IF采樣設計，其延時小於ns，通帶紋波小於±0.25dB。在這種案例中，採用AD差分放大器驅動14bit，65 Msps的AD CMOS ADC。還可以將同樣的設計方法用於先前的案例，會使級聯本底雜訊改進6dB以上，而SFDR可以提高10dB以上。圖7 在48MHz頻率下AD區動AD前後的波形感覺還是找個專業的問問好的 或者到硬之城上面找找有沒有這個型號 把資料弄下來慢慢研究研究

⑼ 【急！！！！】已知某放大電路的上下限截止頻率分別為20HZ和100KHZ,則通頻帶fbw=

是不是太簡單不敢相信？fbw=fh-fl=99.98khz，

⑽ 音頻功率放大器的設計 急急急急急急~！！！！1

後級電路可以用TDA2009 2005等 10W+10W 前級你可以用運放做悄悔帶通濾波器 去過要阻抗高你可以用差動放大電路 加 運放謹山二祥運中階濾波 就Ok了