文式橋振盪電路

❶ 關於文氏橋振盪電路的問題

這是因為電路要同時滿足以下兩個條件：
1、電路的起振條件是：
AF>1
2、電路穩定的條件是：
AF=1
上述的A和F均為復數增益，A為正反饋增益，F為負反饋增益
在文氏橋中，上述條件變為：
Rf>2R1和Rf=2R1
顯然，在線性電路中，這兩個條件是矛盾的！
用Ri或Rf用熱敏電阻替代，先滿足起振條件Rf>2R1，起振後，電路不能穩定，但是，受到運放的輸出電壓的限制，電路輸出運放的限制電壓（正負峰值均輸出最大值），這樣，流過熱敏電阻的電流較大，熱敏電阻發熱，阻值發生變化，逐漸達到Rf=2R1的平衡狀態。
右圖中，採用二極體的方法也是同樣的作用。
起振前，Rf和二極體兩端電壓很低，二極體不能導通，Rf和二極體的總電阻很大，大於2倍的R1，起振後，二極體兩端的電壓變高，二極體導通，二極體的導通電阻非常小，Rf和二極體的總電阻約等於Rf的電阻，只要Rf=2R1，電路就可穩定工作。

❷ 文氏橋振盪電路的優缺點分析，急用！！專業分析進，回到好的追加分數！

文氏橋振盪電路以RC網路為正反饋，如果放大環節採用電壓串聯負反饋來構成，就具有如下優點:振盪頻率穩定，帶負載能力強，輸出電壓失真小。
但是振盪頻率取決於R和C，C要是太小，頻率就和放大環節有關了，所以電路的頻率不能太高，要高就用LC電路

❸ 文氏電橋的工作原理

文氏橋振盪電路由兩部分組成：即放大電路和選頻網路。 由集成運放組成的電壓串聯負反饋放大電路，取其輸入電阻高、輸出電阻低的特點。
由Z1、Z2組成，同時兼作正反饋網路，稱為RC串並聯網路。由右圖可知，Z1、Z2和Rf、R3正好構成一個電橋的四個臂，電橋的對角線頂點接到放大電路的兩個輸入端。
由於Z1、Z2和R3、Rf正好形成一個四臂電橋，電橋的對角線頂點接到放大電路的兩個輸入端，因此這種振盪電路常稱為RC橋式振盪電路。 為克服RC移相振盪器的缺點，常採用RC串並聯電路作為選頻反饋網路的正弦振盪電路，也稱為文氏電橋振盪電路，如圖Z0820所示。它由兩級共射電路構成的同相放大器和RC串並聯反饋網路組成。由於φA=0，這就要求RC串並聯反饋網路對某一頻率的相移φF=2nπ，才能滿足振盪的相位平衡條件。下面分析RC串並聯網路的選頻特性，再介紹其它有關元件的作用。

圖1：RC串並聯選頻網路振盪器
圖1中RC串並聯網路在低、高頻時的等效電路如圖1所示。這是因為在頻率比較低的情況下，（1/ωC）>R，而頻率較高的情況下，則（1/ωC）<R，前者等效於一節超前型移相電路，後者等效於一節滯後型移相電路。顯然頻率從低到高連續變化，相移從90°到-90°連續變化，其中必存在一個中間頻率f0，使RC串並聯網路的相移為零。於是滿足相位平衡條件。對此，可進一步作定量分析，由圖1得：

圖2
為調節頻率方便，通常取R1=R2=R，C1=C2=C，如果令ω0=1/RC，則上式簡化為：

圖3
可見，RC串並聯反饋網路的反饋系數是頻率的函數。由式GS0821可畫出的幅頻和相頻特性，如圖Z0822所示。由圖可以看出：

圖4
這就表明RC串並聯網路具有選頻特性。因此圖Z0820電路滿足振盪的相位平衡條件。如果同時滿足振盪的幅度平衡條件，就可產生自激振盪。
一般兩級阻容耦合放大器的電壓增益Au遠大於3，如果利用晶體管的非線性兼作穩幅環節，放大器件的工作范圍將超出線性區，使振盪波形產生嚴重失真。為了改善振盪波形，實用電路中常引進負反饋作穩幅環節。圖1中電阻Rf和Re引入電壓串聯深度負反饋。這不僅使波形改善、穩定性提高，還使電路的輸入電阻增加和輸出電阻減小，同時減小了放大電路對選頻網路的影響，增強了振盪電路的負載能力。通常Rf用負溫度系數的熱敏電阻（Rt）代替，能自動穩定增益。假如某原因使振盪輸出Uo增大，Rf上的電流增大而溫度升高，阻值Rf減小，使負反饋增強，放大器的增益下降，從而起到穩幅的作用。從圖1可以看出，RC串並聯網路和Rf、Re，正好組成四臂電橋，放大電路輸入端和輸出端分別接到電橋的兩對角線上，因此稱為文氏電橋振盪器。目前廣泛採用集成運算放大器代替圖1中的兩級放大電路來構成RC橋式振盪器。圖5是它的基本電路。文氏電橋振盪器的優點是：不僅振盪較穩定，波形良好，而且振盪頻率在較寬的范圍內能方便地連續調節。

❹ 文氏橋振盪器電路如何使頻率連續可調

同步調R1和R5那l兩個電阻，實際中這兩個電阻就是同步調節的，即兩個電位器同軸，一調就同時改變。

❺ 求一個正弦波發生電路，越簡單越好

具體的參數取值如圖所示，這是一個最簡單的正弦波發生電路。

基本文氏電橋反饋型振盪電內路如圖容所示，它由放大器即運算放大器與具有頻率選擇性的反饋網路構成，施加正反饋就產生振盪。運算放大器施加負反饋就為放大電路的工作方式，施加正反饋就為振盪電路的工作方式。圖中電路既應用了經由R3和R4的負反饋，也應用了經由串並聯RC網路的正反饋。電路的特性行為取決於是正反饋還是負反饋占優勢。這個電路有兩部分組成，即方框里的放大電路和由R1、R2、C1和C2組成的選頻網路。

❻ 在圖示文氏橋振盪電路中，已知R1=10 kΩ，R和C的可調范圍分別為1~100 kΩ、0.001~1μF。

1）按文氏振盪電路的振盪頻率 f=1/2πRC；
將 R=100k，C=1uF，及 R=1K，C=0.001uF，代入公式即得 頻率范圍；
2）按文氏振盪電路起振條件，有：Rf/R1=>2，可得Rf的下限值，即最小取值；

❼ 文氏橋振盪電路RC串並聯可以只改變其中一個電阻值來改變頻率嗎

理論上可以，但在工程實踐中非常不劃算，將會使電路設計搞得非常復雜，遠不如用雙聯電位器改變兩個電阻來的簡單。
原因是當RC電橋的兩個電阻數值不同的時候，電橋的傳輸系數就不再是1/3，將隨著頻率改變而改變，變化范圍越大，傳輸系數改變得也越大，因此放大器的增益需要隨著頻率調節來自動跟蹤電橋的衰減量，你得搞出一套自動控制系統出來才行。如果你不怕麻煩，就可以實現你的願望。

❽ 文氏橋振盪器的振盪原理是什麼

文氏橋振盪器的電路原理圖如下：

從電路構成看，電路由兩個「橋臂」構成，R1、RF構成負反饋橋臂，並聯RC網路和串聯RC網路再串聯構成正反饋橋臂。也就是說，文氏橋振盪器既有正反饋，又有負反饋。

頻率無窮低時，即f趨於0時，f0/f趨於無窮大，總增益趨於零。

頻率無窮高時，即f趨於∞時，f/f0趨於無窮大，總增益趨於零。

(8)文式橋振盪電路擴展閱讀：

以RC串並聯網路為選頻網路和正反饋網路、並引入電壓串聯負反饋，兩個網路構成橋路，一對頂點作為輸出電壓，一對頂點作為放大電路的凈輸入電壓，就構成文氏橋振盪器。

文氏橋振盪電路由兩部分組成：即選頻網路和放大電路。 由集成運放組成的電壓串聯負反饋放大電路，取其輸入電阻高、輸出電阻低的特點。

由Z1、Z2組成，同時兼作正反饋網路，稱為RC串並聯網路。由右圖可知，Z1、Z2和Rf、R3正好構成一個電橋的四個臂，電橋的對角線頂點接到放大電路的兩個輸入端。

由於Z1、Z2和R3、Rf正好形成一個四臂電橋，電橋的對角線頂點接到放大電路的兩個輸入端，因此這種振盪電路常稱為RC橋式振盪電路。

假如某原因使振盪輸出Uo增大，Rf上的電流增大而溫度升高，阻值Rf減小，使負反饋增強，放大器的增益下降，從而起到穩幅的作用。

❾ 文氏橋振盪電路產生的正弦波幅值怎麼計算

文氏橋振盪電路產生的正弦波幅值取決於非線性穩幅電路的特性，幅度越大增益越小，當幅度大到能使增益達到理論增益（3倍）時，就是理論振盪幅度。
但是實際這個幅度——增益的關系式並不那麼好計算，就算能夠確定它，由於3倍的放大增益也只是個理論值，由於橋路實際元件的誤差，實際需要的增益並非是准確的3倍，本人曾經用模擬確認，橋路的一個元件有1%誤差，最終幅度誤差至少6%甚至達20%（看具體非線性反饋的電路構成），因此就算是計算出幅度依然不靠譜，實際幅度應該採用實測加可調元件來獲得。

❿ 文氏橋原理

RC振盪電路可以可以產生特定頻率的正弦波，這在很多數字系統中用來產生時鍾信號，最大的優點就是成本低，而且在低頻時，他的體積優勢也很明顯，LC振盪電路在低頻是體積和成本都是問題。之前看過很多次資料一直不太理解這個振盪器的工作原理，今天又找到一點資料，頓時理解了一些，不過也只能算是基本了解了原理吧~

上圖就是文氏橋振盪電路的原理圖，在一個運放上，分別有正反饋和負反饋，正反饋為一個RC串並聯選頻網路，這也就是這個電路能產生特定頻率波形的原因，因此先分析選頻網路

圖a為RC串並聯選頻網路，左端輸入，右端輸出。當輸入信號的頻率足夠低的時候，可以將該網路等效為中圖（頻率小，電容容抗遠大於電阻），輸出超前於輸入，如果頻率趨近於0，輸出將為趨近於0，相位超前趨近於90°，當輸入信號足夠大的時候，網路等效為右圖（頻率大，電容容抗遠小於電阻），輸出將滯後於輸入，如果頻率趨近於無窮大，輸出趨近於0，相位滯後趨近於90°。兩種情況下，信號都有衰減

對這樣一個網路，輸出的相位總是在滯後90°和超前90°之前徘徊，那麼顯然，總存在一個頻率，使得輸出和輸入同相位，而且此時信號衰減最低，為三分之一，下圖為網路的幅頻特性和相頻特性

如圖，當頻率在f0左右時，信號衰減小，而偏移這個頻率的，衰減嚴重。

f0=1/2πRC

對選頻網路的模擬

此時頻率大於f0，很明顯，輸出的衰減已經超過1/3，而且相位滯後

現在再看文氏橋振盪電路，負反饋上的反饋系數為1+Rf/R1，而正反饋系數就為該選頻網路的衰減系數。

在這個運放沒有輸入信號的時候，會有很多干擾，這個干擾先被放大為1+Rf/R1倍，如果某個干擾的頻率正好為f0時，他正好又會被衰減為1/3 ，所以設定 1+Rf/R1=3，這樣該信號就會被還原，而其他頻率的信號經過這個過程後會被衰減，被抑制，這樣，就選出了一個特定頻率的干擾來放大，便得到了需要的正弦波。

在實際中，應當適當增大Rf，是負反饋系數大於3，讓振盪器能起振，然而，這樣的後果便是這個波形不斷放大，最後讓運放飽和，得到的波形就會失真，成了一個削去頂部的正弦波，這是不允許的，所以便在Rf上並聯一個調節電路，使得負反饋系數不停在3左右跳動，讓波形穩定在一個滿意的范圍

如圖為模擬電路圖，這個R2和R5我取了很久，才讓電路輸出一個5v的正弦波，本來20k的R2已經變成了31k，不知道這樣是不是規范，反正模擬已經能出來波形了，實際中能不能行有待考證，不過也就是調節這幾個電阻罷了。

如圖，可以看到探針上顯示的頻率為1.58KHz，這個值正好等於1/2*π*R*C。