Ⅰ 四位共陰數碼管dig1 是左邊還是右邊
這兩個圖都是某人自己畫的元件，並非是標準的畫法，所以，不能以這個圖為準的。
畫元件的引腳順序時，要面對元件的正面，即從頂向脊陪下看，引腳是在背面的。
第1腳是從左下角開始的，按逆時針方含悉向。不論是集成電路還是元器件，引腳的排列順序都是這樣的櫻老蠢。
所以，上圖是對，而下圖就錯了。
Ⅱ 圖中是一個共陽極的2位數碼管顯示器，求高手解釋一下，圖中引腳DIG1、DIG2以及DP的意思和功能，謝謝！
DIG1 DIG2 是位選，DIG1是十位選擇端，DIG2是個位選擇端 DP是小數點
Ⅲ 請問一元器件中Source、Drain、Gate英文什麼意思，是什麼元器件 它的電路圖符號如下
場效應管的三極: 源級S 漏級D 柵級G
Ⅳ IR2132的原理及其應用，高手們教教小弟
基於IR2132驅動器的TMS320LF2407A測試板驅動電路,由自保護和過電流及欠電壓保護組成,並選擇長線傳輸分配脈沖信號.電流在反饋電阻上產生的電壓超出設定值時,IR2132啟動內部保護電路,關斷輸出通道,實現電流保護.若負載或驅動電路出現過電流或欠電壓,IR2132的FAULT引腳輸出制動信號,拉低PDPINT引腳輸入電平,關斷DSP輸出通道並置為高阻態,實現整個控制電路保護.
開關電容變換器是一種典型的無感變換器，它不含任何磁性元件，僅由電容和開關管組合起來，因此這種變換器具有體積小、重量輕等優點。開關電容網路在功率因數校正(PFC)、濾波等方面都有廣泛的應用，但在直流無刷電機驅動電路中的應用還相對較少，本文提出用開關電容變換器作為直流無刷電機驅動模塊中自舉電容的充電泵電路，並做了詳細的理論分析和電路設計。
直流無刷電機的主電路一般為三相橋式變換器，在傳統的驅動方法中，高端的三個開關管都必須有各自的獨立驅動電源，這樣就使整個電路的體積及復雜性大大增加。對於專門用於橋式變換器的驅動晶元（如IR2110,IR2132 等），可以在僅用一個獨立電源的情況下，通過自舉電容來為高端開關管的驅動電路供電[1]。這種通過自舉電容供電的方法雖然簡單，但也有其局限性：開通時間和占空比受限於自舉電容的再充電，開關管只能工作在導通頻率比較高的情況下，如果開關管長時間導通和占空比較大時，就需要有充電泵電路來給自舉電容充電。本文提出了用開關電容變換器作為充電泵為驅動模塊中自舉電容充電的方法，通過對電路拓撲和控制策略的合理設計，能使自舉電容上的電量始終保持在一定的范圍內，從而確保MOSFET 在頻率很低的情況下也能被完全驅動。
最後對文中提出的理論和電路拓撲進行了模擬和實驗驗證，證明了本文所設計的開關電容變換器可以很好地滿足MOSFET的驅動要求。
1 自舉電路工作原理
自舉電路原理圖如圖1所示。
Vb（s 驅動電路管腳Vb和Vs之間的電壓差）給集成電路高端驅動電路提供電源，該電源電壓必須在10V 到20V 之間，以確保驅動電路能完全地驅動MOSFET。Vbs電源是懸浮電源，附加在Vs電壓上（Vs通常是一個高頻方波），通過圖1所示的自舉方式就可產生懸浮電源電壓Vbs。
電路工作原理如下：當Vs 被拉低時（通過負載或下端開關管），15V 電源Vcc 通過自舉二極體Dbs給自舉電容Cbs充電，因此給Vbs提供一個電源。Cbs 電容只在高端器件關斷，Vs 被拉到地時才被充電，因此為保證被高端驅動電路吸收掉的電容Cbs 上的電荷能得到完全補充，低端器件導通時間（或高端器件關斷時間）應盡量長，這樣開關管導通時間和占空比就被自舉電容的再充電所限制。當開關管長時間導通和占空比較大時就需要有充電電路給自舉電容補充電荷，本文提出的開關電容變換器就可實現這種充電功能。
2 開關電容變換器工作原理分析
基本開關電容變換器的結構如圖2所示[2,3,4]：
圖2中C1和C2分別是源電容和負載電容，S1和S2是MOSFET開關管。基本開關電容變換器通常具有兩個工作狀態：
狀態I S1導通，S2截至，C1被Vs充電，C2向負載放電；
狀態II S1截至，S2導通，C1向C2和負載放電，補充的儲能。
本文在基本開關電容變換器工作原理的基礎上，提出了適用於橋式電路，可以為高端驅動電路中自舉電容充電的開關電容變換器，電路拓撲結構如圖3所示。
圖3中Vs為直流電源，為低端開關管的驅動電路供電，同時通過開關電容網路給高端驅動電路中的自舉電容充電。C1為源電容，C2、C3、C4為負載電容，Si( i 等於1，2，…，8)為MOSFET開關管，Di （i等於1，2，…，6）的作用是為防止Si 關斷期間MOSFET的體內寄生反向二極體導通，標號A和B 表示該埠彼此連接在一起，SP1、SP2 和SP3分別接高端驅動電路中的自舉電容。
圖3所示開關電容變換器共有四個工作狀態：狀態I 開關S1、S2導通，其它開關管都關斷，
電源Vs給電容C1充電；
狀態II 開關S3、S4導通，其它開關管都關斷，電容C1向C2放電，補充C2的儲能；
狀態III 開關S5、S6導通，其它開關管都關斷，電容C1向C3放電，補充C3的儲能；
狀態IV 開關S7、S8導通，其它開關管都關斷，電容C1向C4放電，補充C4的儲能。
四個工作狀態的工作邏輯，即四組開關管的導通順序如圖4所示。
3 控制方法
採用DIONICS 公司生產的光伏MOSFET 驅動晶元來驅動開關電容變換器中8 個MOSFET 開關管，其驅動電路如圖5所示。
圖5中脈沖為低電平時，紅外發光二極體LED導通，紅外線光觸發光電二極體陣列PV，AB端輸出開路電壓值為9.5V到11.5V的電壓，該電壓施加在MOSFET開關管的柵極和源極之間，所以當脈沖信號為低電平時MOSFET導通；同理，當脈沖信號為高電平時，MOSFET關斷。
脈沖信號由單片機產生，通過單片機I/O 口輸出4組時序如圖6所示的脈沖信號波形來控制4 組開關管的通斷，使開關電容變換器按上面分析的4個工作狀態和時序進行工作。
4 模擬和實驗結果
採用PSPICE 軟體對主電路進行模擬，用PROTEUS軟體對單片機進行模擬。
模擬參數為：獨立電壓源Vs ＝18V，開關管Si通態電阻Ron＝6 Ω，電容C1＝C2=C3=C4=10 µF，S1,S2的開關周期為T＝72 µs , ton=24 µs , 開關管S3,S4,S5,S6,S7,S8的周期為T＝216 µs，ton=24 µs。單片機I/O口輸出波形及電容上的電流和電壓波形如圖8、圖9 所示。
S5、S6 與S7、S8 的控制信號波形與圖7 中S3、S4的控制信號波形相同，僅導通時間不同，各自的導通順序和圖6中分析完全一樣。
實驗中單片機型號為ATTiny26，通過編程輸出四組控制信號，8 個MOSFET 開關管都採用
BS107A， 光伏驅動晶元採用DIONICS 的DIG-11-8-30-DD，實驗參數和模擬參數相同。實驗波形如圖10、圖11所示。
5 結語
分析了開關電容變換器在直流無刷電機驅動電路中的應用。採用文中提出的理論和電路拓撲可以使自舉電容在低頻情況下也能很好的滿足驅動要求，實現電路的穩定工作。通過實驗驗證了理論的正確性和電路的可行性。
作者簡介：
陳淵睿(1969-),男，博士，副教授。主要研究方向為電力電子與電力傳動系統的先進控制技術，新能源發電系統的控制技術。
姚月鋒（1982-）男，華南理工大學電力學院在讀碩士生。研究方向為電力電子與電力傳動控制，數字開關電源。
參考文獻：
[1] 馬瑞卿，劉偉國.自舉式IR2110 集成驅動電路的特殊應用[J].電力電子技術,2000，34(1):31-33.
[2] 劉健，陳治明，鍾彥儒.開關電容DC-DC 變換器的分析[J]，電子學報，1997，25(2):83-85.
[3] 劉健，陳治明，嚴百平.開關電容DC-DC 變換器的設計方法[J]，電子學報，1999，27(4):102-105.
[4] C K Tse, S C Wong,MH L Chow.On Lossless Switched -Capacitor Power Converters[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 1995, 10(3):286-291.
Ⅳ XMT數顯調節儀接線線路圖
如圖：
智能數顯調節儀採用最新型的專用晶元製成、齊全的輸出和調節規律供選擇、具有掉電保護功能、精度等級±0.3%FS±1dig、具有全輸入功能，使儀表能起到一表多用、線性輸入時量程可隨意遷移、顯示清晰直觀、可靠而實用的儀表安裝結構。
(5)dig電路圖擴展閱讀：
調節儀（閥位控制）主要用於窯爐的溫度控制，它可省去伺服放大器直接驅動執行機構，廣泛用於陶瓷、玻璃等行業。吸收了國外儀表的先進技術，它既可工作於有閥位反饋信號的場合也可省去了繁瑣的反饋信號接線。具有硬手操、手動/自動無擾動切換功能；
可任豎漏意設定最小閥位與最大閥位，並限制閥門的位置，可適配各種輸入信號。光柱顯示閥位,具有閥位死區，控制死區，點動功能，並且死區范圍可任意設定。
智能顯示調節儀與各類感測器、變送器配合使用，智能顯升纖慎示調節儀吵敬可對溫度、壓力、液位、流量、重量等工業過程參數進行測量、顯示、報警控制、變送輸出、數據採集及通訊。