A. 開關電源反激式控制電路的工作原理，要詳細點的。
首先要知道反激拓撲是什麼，了解反激拓撲後：
1
當開關管導通時候，變壓器的初級線圈是用來儲能的。
2
當開關管截止時候，由電感的原理可知，初級線圈靠近電源的一端產生反極性電壓，傳給二次側。
開關管導通時，二次側無輸出。開關管截止時，二次側有輸出。
B. 求教關於反激電路RCD吸收電路參數的設計問題，十萬火
這個看一下這本書：
《開關電源的原理與設計》 張占松,蔡宣三著。
C. 為什麼反激電路一定要加氣隙
反激電路加氣隙的原因：
1、 磁芯加氣隙是為了防止反激變換器磁芯飽和。開氣隙的作用有兩點：一是控制電感量，適合的電感量才能滿足設計要求，電感量太大能量充不進去，電感量太小則開關管電流應力增加；二是降低磁通密度B。假設電感量，電流和磁性材料都已經確定，增加氣隙可以降低電感的工作磁通密度防止飽和。
2、開氣隙一是為了達到所需要的電感量。因反激電路在開關管導通時存儲的能量與電感量有關，如電感量大，導通時間存儲的能量就小。這樣為滿足輸出功率的要求就會自動加大直流點，就是增大最小原邊電流，使電路工作在連續狀態。理論上這樣會使原、副邊的峰值電流減小，對電路有利。但是這樣也會使直流產生的磁感應強度上移，磁芯趨向飽和，這就引出開氣隙的另一目的。
3、吸收直流磁場，避免磁芯飽和。對於閉合磁路，很小的直流電流就足以使之飽和，如上述，一方面從電路層面考慮，電感量大對電路參數有利，而電感量大意味著氣隙需減小(當然也可以增加匝數)，但同時對磁芯而言氣隙又要大一點才不致飽和，實際上設計的難點就是如何計算取得最佳點。
4、如果使用閉合磁芯所得到的初級電感量，初級最小原邊電流仍小於0，這樣就不需氣隙，但滿足這樣條件的電路功率一定不大。
D. 反激電路12V5A的變壓器怎麼設計謝謝大家。
你還需要說明輸入電壓范圍（決定峰值電流），工作頻率局知，開關電路控制用什麼電路（控制IC有最大占空比限制）。如果你什麼都不清楚，用這個試試：初級0.45-0.6線徑。60-70T，12V用線徑0.6*5條或0.8*3條，7-9T。20K-30K的頻率適用，頻率再高初塌爛級45-50T就可以了，次級6-7T，我不保證工作在最理想狀態桐衫消，但是一定可以工作。你去電源網去問吧，那裡專業點，網路搜電源網。
E. 採用UC3842控制反激式50W開關電源設計
UC3842是由Unitrode公司開發的新型控制器件，是國內應用比較廣泛的一種電流控制型脈寬調制器。所謂電流型脈寬調制器是按反饋電流來調節脈寬的。在脈寬比較器的輸入端直接用流過輸出電感線圈電流的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。由於結構上有電壓環、電流環雙環系統，因此，無論開關電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態響應特性都有提高，是比較理想的新型的控制器閉。 電路設計和原理1．1 UC3842工作原理 uc3842中文資料下載 UC3842是單電源供電，帶電流正向補償，單路調制輸出的集成晶元，其內部組成框圖如圖l所示。其中腳1外接阻容元件，用來補償誤差放大器的頻率特性。腳2是反饋電壓輸入端，將取樣電壓加到誤差放大器的反相輸入端，再與同相輸入端的基準電壓進行比較，產生誤差電壓。腳3是電流檢測輸入端，與電阻配合，構成過流保護電路。腳4外接鋸齒波振盪器外部定時電阻與定時電容，決定振盪頻率，基準電壓VREF為0．5V。輸出電壓將決定變壓器的變壓比。由圖1可見，它主要包括高頻振盪、誤差比較、欠壓鎖定、電流取樣比較、脈寬調制鎖存等功能電路。UC3842主要用於高頻中小容量開關電源，用它構成的傳統離線式反激變換器電路在驅動隔離輸出的單端開關時，通常將誤差比較器的反向輸入端通過反饋繞組經電阻分壓得到的信號與內部2．5V基準進行比較，誤差比較器的輸出端與反向輸入端接成PI補償網路，誤差比較器的輸出端與電流采樣電壓進行比較，從而控制PWM序列的占空比，達到電路穩定的目的。1．2 系統原理 本文以UC3842為核心控制部件，設計一款AC 220V輸入，DC 24V輸出的單端反激式開關穩壓電源。開關電源控制電路是一個電壓、電流雙閉環控制系統。變換器的幅頻特性由雙極點變成單極點，因此，增益帶寬乘積得到了提高，穩定幅度大，具有良好的頻率響應特性。 主要的功能模塊包括：啟動電路、過流過壓欠壓保護電路、反饋電路、整流電路。以下對各個模塊的原理和功能進行分析。電路原理圖如圖2所示。1．2．1 啟動電路 如圖2所示交流電由C16、L1、C15以及C14、C13進行低通濾波，其中C16、C15組成抗串模干擾電路，用於抑制正態雜訊；C14、C13、L1組成抗共模干擾電路，用於抑制共態雜訊干擾。它們的組合應用對電磁干擾由很強的衰減旁路作用。濾波後的交流電壓經D1～D4橋式整流以及電解電容C1、C2濾波後變成3lOV的脈動直流電壓，此電壓經R1降壓後給C8充電，當C8的電壓達到UC3842的啟動電壓門檻值時，UC3842開始工作並提供驅動脈沖，由腳6輸出推動開關管工作。隨著UC3842的啟動，R1的工作也就基本結束，餘下的任務交給反饋繞組，由反饋繞組產生電壓給UC3842供電。由於輸入電壓超過了UC3842的工作，為了避免意外，用D10穩壓管限定UC3842的輸入電壓，否則將出現UC3842被損壞的情況。1．2．2 短路過流、過壓、欠壓保護電路 由於輸入電壓的不穩定，或者一些其他的外在因素，有時會導致電路出現短路、過壓、欠壓等不利於電路工作的現象發生，因此，電路必須具有一定的保護功能。如圖2所示，如果由於某種原因，輸出端短路而產生過流，開關管的漏極電流將大幅度上升，R9兩端的電壓上升，UC3842的腳3上的電壓也上升。當該腳的電壓超過正常值0．3V達到1V(即電流超過1．5A)時，UC3842的PWM比較器輸出高電平，使PWM鎖存器復位，關閉輸出。這時，UC3842的腳6無輸出，MOS管S1截止，從而保護了電路。如果供電電壓發生過壓(在265V以上)，UC3842無法調節占空比，變壓器的初級繞組電壓大大提高，UC3842的腳7供電電壓也急劇上升，其腳2的電壓也上升，關閉輸出。如果電網的電壓低於85V，UC3842的腳1電壓也下降，當下降lV(正常值是3．4V)以下時，PWM比較器輸出高電平，使PWM鎖存器復位，關閉輸出。如果人為意外地將輸出端短路，這時輸出電流將成倍增大，使得自動恢復開關RF內部的熱量激增，它立即斷開電路，起到過壓保護作用。一旦故障排除，自動恢復開關RF在5s之內快速恢復阻抗。因此，此電路具有短路過流、過壓、欠壓三重保護。1．2．3 反饋電路 反饋電路採用精密穩壓源TL431和線性光耦PC817。利用TL43l可調式精密穩壓器構成誤差電壓放大器，再通過線性光耦對輸出進行精確的調整。如圖2所示，R4、R5是精密穩壓源的外接控制電阻，它們決定輸出電壓的高低，和TL431一並組成外部誤差放大器。當輸出電壓升高時，取樣電壓VR7也隨之升高，設定電壓大於基準電壓(TL431的基準電壓為2．5V)，使TL431內的誤差放大器的輸出電壓升高，致使片內驅動三極體的輸出電壓降低，也使輸出電壓Vo下降，最後Vo趨於穩定；反之，輸出電壓下降引起設置電壓下降，當輸出電壓低於設置電壓時，誤差放大器的輸出電壓下降，片內的驅動三極體的輸出電壓升高，最終使得UC3842的腳1的補償輸入電流隨之變化，促使片內對PWM比較器進行調節，改變占空比，達到穩壓的目的。R7、R8的阻值是這樣計算的：先固定R7的阻值，再計算R8的阻值，即 1．2．4 整流濾波電路 輸出整流濾波電路直接影響到電壓波紋的大小，影響輸出電壓的性能。開關電源輸出端中對波紋幅值的影響主要有以下幾個方面。 (1)輸入電源的雜訊，是指輸入電源中所包含的交流成分。解決的方案是在電源輸入端加電容C5，以濾除此雜訊干擾。 (2)高頻信號雜訊，開關電源中對直流輸入進行高頻的斬波，然後通過高頻的變壓器進行傳輸，在這個過程中，必然會摻人高頻的雜訊干擾。還有功率管器件在開關的過程中引起的高頻雜訊。對於這類高頻雜訊的解決方案是在輸出端採用π型濾波的方式。濾波電感採用150μH的電感，可濾除高頻雜訊。 (3)採用快速恢復二極體D6、D7整流。基於低壓、功耗低、大電流的特點，有利於提高電源的效率，其反向恢復時間短，有利於減少高頻雜訊。
並聯整流二極體減小尖峰電壓 在大功率的整流電路中，次級整流橋電路存在較大雜散電感，輸出整流管在換流時，由於電路中存在寄生振盪，整流管會承受較大的尖峰電壓，尖峰電壓的存在提高了對整流二極體的耐壓要求，也將帶來額外的電路損耗。整流橋的寄生振盪產生於變壓器的漏感(或附加的諧振電感)與變壓器的繞組電容和整流管的結電容之間。 當副邊電壓為零時，在全橋整流器中4隻二極體全部導通，輸出濾波電感電流處於自然續流狀態。而當副邊電壓變化為高電壓Vin/K(K為變壓器變比)時，整流橋中有兩只二極體要關斷，兩只二極體繼續導通。這時候變壓器的漏感(或附加的諧振電感)就開始和關斷的整流二極體的電容諧振。即使採用快恢復二極體，二極體依然會承受至少兩倍的尖峰電壓，因此，必須採用有效的緩沖電路，有許多文獻對此作了研究，歸納起來有5種方式：RC緩沖電路，RCD緩沖電路，主動箝位緩沖電路，第三個繞組加二極體箝位緩沖電路，原邊側加二極體箝位緩沖電路。在這里提出另一種減小二極體尖峰電壓有效的方法：即整流二極體並聯，其具體的電路圖如圖3所示。 並且這種方法在大功率全橋移相DC／DC電源變換器的項目中得到了應用，實驗波形驗證了該方法，實驗結果如圖4所示，其中圖4(a)是整流橋電壓波形，可以看出，由於變壓器的漏感和二極體的結電容以及變壓器的繞組電容之間發生的高頻振盪，使二極體存在很高的尖峰電壓；圖4(b)是採用並聯整流二極體之後整流橋電壓波形，明顯尖峰電壓減小很多，驗證了該方法的有效性。實驗結果及分析 對設計的電路進行了實驗，圖5示出了實驗波形。圖5(a)上波形為UC3842的腳4三角波振盪波形，下波形為UC3842的腳6驅動開關管的PWM波；圖5(b)上波形為滿載時輸出電壓直流分量Vdc，下波形為交流紋波Vripp。
UC3842是一種高性能的固定頻率電流型控制器，單端輸出，可直接驅動晶體管和MOSFET，具有管腳數量少、外圍電路簡單、安裝與調試簡便、性能優良、價格低廉等優點，在100W以下的開關電源中有很好的應用前景。 詳細： http://www.jdzj.com/diangong/article/2009-8-12/11597-1.htm
F. 反激式開關電源變壓器怎麼設計
大概步驟如下：
首先確定輸出功率Po，然沖灶搭後確定開關頻率Fsw，選擇磁芯確定變壓器磁芯參數Ae，
設計變壓器；
設定參數最大占空比Dmax
、磁感應強度變化ΔB、效率
η
輸入功率
Pin
=
Po/η；
輸入平均電流
Iav
=
Pin/Vin(min)；
Iav=1/2*Ipeak*Dmax
計算出輸入峰值電流
Ipeak
；
然辯手後計算原邊電感量
Lp
=
Vin(min)
*
Dmax/(Ipeak
*
Fsw)；
計算導通時間
Ton=T*Dmax；
計算變壓器初級匝數
Np=Vin(min)*Ton/(ΔB×Ae)；
原邊匝伏比(K)=Vi_min/Np；
輸出匝數(Ns)=(輸出電壓(Vo)+
整流管壓散拿降(Vd)+
繞組壓降(Vs))/
原邊匝伏比(K)
做好上面以上基本已經差不多了
，剩下還有一些輔助電路，還有濾波電路、吸收迴路等
什麼的要自己慢慢計算了
G. 反激電路工作原理
反擊電路工作原理，以單端反激電路原理為例，原理是反激開關電源採用了穩定性很好的雙環路反饋（輸出直流電壓隔離取樣反饋外迴路和初級線圈充磁峰值電流取樣反饋內迴路）控制系統，就可以通過開關電源的PWM（脈沖寬度調制器）迅速調整脈沖占空比，從而在每一個周期內對前一個周期的輸出電壓和初級線圈充磁峰值電流進行有效調節，達到穩定輸出電壓的目的。
單端反激式開關電源以主開關管的周期性導通和關斷為主要特徵。開關管導通時，變壓器一次側線圈內不斷儲存能量;而開關管關斷時，變壓器將一次側線圈內儲存的電感能量通過整流二極體給負載供電，直到下一個脈沖到來，開始新的周期。
開關電源中的脈沖變壓器起著非常重要的作用：一是通過它實現電場—磁場—電場能量的轉換，為負載提供穩定的直流電壓;二是可以實現變壓器功能，通過脈沖變壓器的初級繞組和多個次級繞組可以輸出多路不同的直流電壓值，為不同的電路單元提供直流電量;三是可以實現傳統電源變壓器的電隔離作用，將熱地與冷地隔離，避免觸電事故，保證用戶端的安全。
反激電源在空載或者輕載時有可能工作在斷續模式。空載或輕載時，開關的占空比較小，開關關斷後副邊電流線性減小，在開關開通之前減小到0，這時原、副邊電流均為0，反激電源工作在斷續工作模式。