調制電路ka

① fsk 調制解調電路圖

在調制的時候是用變頻器對輸入信號進行變頻，輸入兩個不同的頻率的信號，再通過正弦版振盪器對數字基帶權信號進行變頻處理，用模擬開關對兩個信號進行控制，最後輸出2FSK調制信號。在解調中用鎖相環對2FSK調制信號進行解調，解調出數字基帶信號。總之採用的調制技術的最終目的就是使得調制以後的信號對干擾有較強的抵抗作用，然後解調出基波信號即可。

② KA7500B開關電源電路圖

KA7500B和TL494 是同一種晶元，名字不一樣而已，是一種開關電源脈寬調制（PWM）控制晶元。

TL494的引腳功能：

（1） 11N+（引腳1）：誤差放大器1的同相輸入端。在閉環系統中，被控制量的給定信號將通過該引腳輸入誤差放大器；而在開環系統中，該引腳需接地或懸空。

（2） 11N-（引腳2）：誤差放大器1的反相輸入端。在閉環系統中，被控制量的反饋信號可通過該引腳輸入誤差放大器，此時還需要在該引腳與引腳3之間接入反饋網路；而在開環系統中，該引腳需接地或懸空。

(2)調制電路ka擴展閱讀：

TL494內置了線性鋸齒波振盪器，產生0.3~3V的鋸齒波。振盪頻率可通過外部的一個電阻Rt和一個電容Ct進行調節，其振盪頻率為：f=1/RtCt，其中Rt的單位為歐姆，Ct的單位為法拉。鋸齒波可以在Ct引腳測量到。

TL494集成了兩個單電源供電的運算放大器。運算放大器傳遞函數為ft(ni,inv)=A(ni-inv)，但不能越出輸出擺幅。一般電源電路中，運放接成閉環運行。少數特殊情況下使用開環，由外界輸入信號。 兩個運放的輸出端分別接一個二極體，和COMP引腳以及後級電路（比較器）相連接。這保證了兩個運放中較高的輸出進入後級電路。

③ KA7500B引腳功能資料或電路圖。

KA7500B電路圖：

KA7500B和TL494 是同一種晶元，名字不一樣而已，是一種開關電源脈寬調制（PWM）控制晶元。

TL494的引腳功能簡介如下。

（1） 11N+（引腳1）：誤差放大器1的同相輸入端。在閉環系統中，被控制量的給定信號將通過該引腳輸入誤差放大器；而在開環系統中，該引腳需接地或懸空。

（2） 11N-（引腳2）：誤差放大器1的反相輸入端。在閉環系統中，被控制量的反饋信號可通過該引腳輸入誤差放大器，此時還需要在該引腳與引腳3之間接入反饋網路；而在開環系統中，該引腳需接地或懸空。

（3） FEEDBACK（引腳3）：反饋/PWM比較器輸入端。在閉環系統中，可以根據需要在該引腳與引腳2之間接入不同類型的反饋網路，構成比例、比例積分和積分等各種類型的調節器，以滿足不同用戶需求。

（4） DTC（引腳4）：死區時間控制比較器輸入端。該端用於設置TL494死區時間的取值。該引腳接地時，死區時間最小，可獲得最大占空比。

（5） CT（引腳5）：振盪器定時電容接入端。CT的取值范圍通常在O.OOl～O.lyF之間。

（6） Rr（引腳6）：振盪器定時電阻接入端。腳的取值范圍通常在5～lOOkQ之間。

（7） GND（引腳7）：信號地（晶元工作參考地）。

（8） Cl（引腳8）：輸出晶體管VT1的集電極端，該端為正向脈沖輸出端。在推挽工作模式下，該端輸出正向脈沖信號，腳11輸出負向脈沖信號，兩者在相位上相差1800，經隔離放大後分別去驅動開關管。在單端工作模式下，該端可以與引腳11並聯在一起，以提高脈寬調制控制器TL494的輸出能力。

（9） El（引腳9）：輸出晶體管VT1的發射極端，該端為引腳8輸出脈沖信號的參考地端，一般與引腳7直接相連。

（10） E2（馴腳10）：輸出晶體管VT2的發射極端，該端為引腳11輸出脈沖信號的參考地端，一般與引腳7直接相連。

（11） C2（引腳11）：輸出晶體管VT2的集電極端，該端為反向脈沖輸出端。在推挽工作模式下，該端輸出反向脈沖信號，引腳8輸出正向脈沖信號，兩者在相位上相差1800，經隔離放大後分別去驅動開關管。在單端工作模式下，該端可以與引腳8並聯在一起，以提高脈寬調制控制器TL494的輸出能力。

（12） Vcc（引腳12）：偏置電源（晶元工作電源）接入端。應用時該端必需外接一個容量在O.lUF以上的濾波電容到公共接地端。

（13） OUTPUT CTRL（引腳13）：輸出工作模式控制端。通過該引腳可選擇推挽或單端輸出模式。當該端接高電平時，TL494將工作在推挽工作模式下，此時最大占空比可達48%。當該端接低電平時，兩路輸出脈沖完全相同，最大占空比可達到96%。

（14） REF（引腳14）：基準電源輸出端，其輸出電流可達lOmA。

（15） 21N-（引腳15）：誤差放大器2的反相輸入端。該端可以接入保護電路的反饋信號，用以實現過電流、過電壓等故障保護。

（16） 21N+（引腳16）：誤差放大器2的同相輸入端。詼端為保護閥值電壓（流）設定端，用以實現過電流、過電壓等故障保護。

(3)調制電路ka擴展閱讀：

工作部件及原理：

1、5V基準源

TL494內置了基於帶隙原理的基準源，基準源的穩定輸出電壓為5V，條件是VCC電壓在7V以上，誤差在100mV之內。基準源的輸出引腳是第14腳 REF.

2、鋸齒波振盪器

TL494內置了線性鋸齒波振盪器，產生0.3~3V的鋸齒波。振盪頻率可通過外部的一個電阻Rt和一個電容Ct進行調節，其振盪頻率為：f=1/RtCt，其中Rt的單位為歐姆，Ct的單位為法拉。鋸齒波可以在Ct引腳測量到。

3、運算放大器

TL494集成了兩個單電源供電的運算放大器。運算放大器傳遞函數為ft(ni,inv)=A(ni-inv)，但不能越出輸出擺幅。一般電源電路中，運放接成閉環運行。

少數特殊情況下使用開環，由外界輸入信號。 兩個運放的輸出端分別接一個二極體，和COMP引腳以及後級電路（比較器）相連接。這保證了兩個運放中較高的輸出進入後級電路。

4、比較器

運算放大器輸出的信號（COMP引腳）在晶元內部進入比較器正輸入端，和進入負輸入端的鋸齒波比較。當鋸齒波高於COMP引腳的信號時，比較器輸出0，反之則輸出1.

5、脈沖觸發器

脈沖觸發器在鋸齒波的下降沿且比較器輸出1時導通，令兩個中的一個輸出端（依次輪流）片內三極體導通，並在比較器輸出降到0時截止。

6、靜區時間比較器

靜區（直譯死區）時間由Dead Time Control引腳4設置，它通過一個比較器對脈沖觸發器實行干擾，限制最大占空比。可設置的每端占空比上限最高為45%，在工作頻率高於150KHz時占空比上限是42%左右。（當DTC引腳電平被設為0時）。

④ 高頻電路調頻電路公式的推導過程，有圖，求大神

這基本上就是一個定義，沒有什麼推導。沒調制時載波的幅值是恆定的U，調制就是使載波的幅值在U基礎上作上下變化，就是在U上加一個調制信號，載波的幅值就成了U+kU.cos.t.

⑤ 調制電平數是什麼

摘要：H橋多電平變流器在眾多多電平變流器拓撲中具有器件需求量最少、易於模塊化、數字化、易於採用軟開關技術等優點。詳細討論了H橋多電平變流器的幾種基本結構和用載波相移正弦波脈寬調制(CPS—SPWM)策略實現多電平的方法。並以TMS320LF2407 DSP為硬體平台。控制級聯3一H橋．實驗驗證了級聯型H橋變流器和CPS—SPWM結舍的巨大優勢。

關鍵詞：多電平變流器；H橋；載波相移正弦波脈寬調制；教字信號處理器
中圖分類號：TM46 文獻標識碼：A 文章編號：0219—2713（2005）05-0020-04

0 引言
在電壓型變換電路中．輸出的交流電壓為矩形波。早期常用多重化技術把幾個矩形波輸出組合成逼近正弦波的波形。以提高容量、減小諧波對於Lx個三相變流電路單元(每個單元三相，此處用Lx表示多重化中三相變流器的單元數，以和下面N表示H橋的單元數區分，本文以每3-H橋為一個單元)，將其輸出波形的相位各錯開π／(3Lx)，連同抵消它們之間相位差的變壓器(移相變壓器)，可以構成脈波數為6Lx、的變流器系統。輸出波形中包含6kLx±1(k為正整數)次的諧波。但多重化技術存在以下不足：結構復雜，系統動態響應差；各裝置輸入／輸出波形須錯開一定的相位，造成基波損失。
多電平組合變流器是採用CPS—SPWM技術和多重化技術相結合的變流器。該類變流器等效開關頻率高、開關損耗小、動態響應快、通頻帶寬，便於採用不同的控制策略。H橋型拓撲在多電平變流器的基本拓撲中，具有結構簡單、需要最少數量的器件、不需要大量的鉗位二極體和飛跨電容、易於模塊化和採用軟開關技術等優點。本文介紹H橋的幾種基本結構及其級聯形式，並以級聯3-H橋為例．用TMS3201LF2407 DSP發出控制三相單模塊和單相兩模塊H橋的脈沖信號，使之分別輸出三相三電平和單相五電平。頻譜分析表明只含有開關整倍次及其邊帶諧波，和理論分析的完全一致。

1 H橋拓撲結構
H橋多電平變流器的基本結構有兩種：一種為三電平H橋(3-LeveL H-hridge．3-H)，另一種為五電平H橋(5-LeveL H-bridge，5-H)。其中，五電平H橋又包括二極體鉗位型和電容鉗位型兩種。3-H橋變流器的基本單元如圖1所示，這個基本單元可產生3電平輸出：同時導通S1和S3或S2和S4，就可在兩橋臂間產生極性相反的電平；當同時導通S1和S2或S3和S4時．則輸出零電平。

5-H橋變流器的基本單元如圖2所示．以一極管鉗位型為例來說明其電平生成情況、圖2(a)所示5-H單元由全橋式中點鉗位式電路組成，適當改變逆變器中晶體管的開關狀態，a點和n點可跟d0，d1和d2相連。假設直流側電壓Vdc為2E，電容上的電壓為Vdc／2。5-H橋基本單元輸出電壓Van可以有五種不同的取值：-2E，-E，0，E和2E。在這個拓撲中，電容上的電壓可以通過對冗餘狀態的選擇保持平衡。

以圖1及圖2中的基本電路單元為基礎，可以得到圖3所示的級聯3-H變流器和圖4所示級聯5-H變流器。由3一H級聯而成的電壓型變頻器已由美國羅賓康公司發明並申請專利，取名為完美無諧波變頻器。根據系統對輸出電壓，電平數的要求可決定級聯的單元數。級聯3-H橋型變流器有很多優點：獲得同樣電平數輸出時，使用的元器件最少；每個變流器單元的結構相同，容易進行模塊化設汁和封裝；各變流器單元之間相對獨立，容易引入軟開關控制；直流側的均壓比較容易實現；各變流器單元的工作負荷一致等。對於級聯3-H變流器，級聯單元數N(每個3-H變流器為一個單元)和輸出波形電平數W之間滿足W=2N+l的關系；級聯5-H變流器對應關系為：W=4N+l。以上各變流器單元的獨立直流源電壓值相同。故若將各獨立電壓源的電壓值分別取為E、2E、4E……2N-1E，則其輸出的電平數就大幅度地增加到2N+1一l，即得到所謂的改進的級聯H橋型多電平變流器(Modified Cascade否H-bridgeMultilevel Converter)。但此種拓撲導通器件數增多，開關損耗加大，電路整體效率下降，調制策略變得復雜，因而仍在探索階段。

2 載波相移SPWM(CPS-SPWM)調制原理
相移SPWM調制技術的基本思想是：在變流器單元數為N的電壓型SPWM組合裝置中，各變流器單元採用共同的調制波信號sm，其頻率為fm。各變流器單元的三角載波頻率為fc，將各三角載波的相位相互錯開三角載波周期的1／(2N)，即三角載波Trl(1)、Trl(2)、Trl(3)……Trl(2N)的相位依次相差Tc／(2N)(式中Tc=l／fc)．以變流器單元數N等於4為例如圖5(a)所示。各模塊輸出如圖5(b)所示．每個模塊的輸出都是兩個三角波與調制波相交產生的PWM信號的疊加．是三邏輯信號疊加後輸出如圖5(c)所示。2N個三角波Tri(i=1．2．3……2N)在整個調制波周期內均勻分布,所以，從輸出頻譜看,N個單元構成的級聯型變流器等效為2N單元的相移SPWM組合變流器，輸出為(2N+1)電平的PWM信號。其頻域模型為[7]：

式中除以下成分外均為零：
1)信號輸出f=fm

由此可見，採用載波相移方式的N單元變流器輸出信號電壓提高N倍．呈線性放大；等效開關頻率提高2N倍。

3 實驗
採用CPS—SPWM調制方法的級聯型H橋變流器，能夠在不使用變壓器的情況下，在較低的器件開關頻率下實現高載波頻率的效果。本文以3-H橋為例進行實驗，對於N單元級聯型3-H橋，產生(2N+1)電平的輸出，需要4N個開關管，即4N路PWM信號：由3N個單元級聯型3-H橋模塊組成的三相變流器產生三相(2N+1)電平，需要12N個開關管，12N路PWM信號。目前流行的控制器TMS320LF2407 DSP是Tl公司專為數字電機控制而設計的新一代數字處理器，2407在一塊晶元上集成了兩個事件管理器，共可以產生6對互補的PWM信號，可用於三相單模塊的三電平輸出，或單相五電平輸出。實驗輸出波形如圖6及圖8所示。頻譜分布如圖7及圖9所示。

4 結語
頻譜分析(圖7，圖9)表明，對於三相三電平諧波畸變率THD=O.6005，採用CPS—SPWM調制方法輸出五電平的諧波畸變率降到THD=0.2911。同時由頻譜圖顯然可見，輸出波形中只含有Nf次及其邊帶諧波(其中N為變流器單元數，f為單個開關頻率)即變流器的等效開關頻率提高到了N倍。當級聯的模塊數增加時，輸出波形的諧波會成比例地向高次移動，從而使得總的諧波畸變率大幅度降低，因而使得CPS—SPWM技術應用到H橋拓撲中在大功率方面有廣闊的應用前景。

(綜合電子論壇)

⑥ 集成電路ka7500c是什麼電路

KA7500C為PWM控制晶元。脈沖發生和脈沖寬度調制電路，主要用於開關電源調制驅動器。

⑦ 電路中為何需要幅值調制電路

1介面電路的要求,(TTL,光隔),必須接這么高的幅值才能工作.
2,傳輸要求,遠傳的需要幅值要高,遠傳電網,發射塔,中繼器等.
3 干擾隔離需求,不同幅值進入了門限,合適的通過,不合適的進不去.