吸收電路設計

A. IGBT RC吸收電路中電容電阻如何選擇

樓上說的是整流電路的RC保護電路設計
IGBT的保護電路根據IGBT規格的不同有RC、RCD和C三種，
RC吸收電路適用於中型IGBT，一般根據你的開關頻率來選擇，就是3*R*C要小於開關頻率，比如你的頻率是1000HZ，就可以選擇3uF的電容和75歐的電阻

B. 關於繼電器RC吸收迴路設計的問題

直流繼來電器，需在線圈兩端並聯二極體源，
這是因為當繼電器斷電（釋放）時，繼電器的線圈會產生自感電動勢，這個電壓會擊穿和它相連的三極體，所以常常在繼電器兩端連一個二極體（通常稱呼它叫：吸收二極體）將這個自感電動勢短路、吸收掉。不用二極體，那就要連一個適當大小的電容也可以。

2、對於交流來說，需在觸點（電源在高頻分析時短路）兩端並聯RC吸合迴路，RC吸合迴路由電容和電阻串聯組成。電阻經驗值：10-100歐姆，電容經驗值：0.1uF/250V或者0.22-0.47uF
這個觸點兩端的RC作用不一樣，它是為了減小觸電工作是的電火花用的，所以也稱吸收迴路，火花不僅對觸電壽命有影響，同時它也是一個干擾源，所以同時這樣做也是為了防干擾。

3、在交流繼電器出放至RC的話，不是有句話說，通交隔直嗎？在交流繼電器線圈上並聯一個C，不就是通直，從RC那條之路通過了嗎？
這個問題你就不要困擾著，首先，電容並不是真正地通過交流電，另外對於電容你也要看是多大容量，不就是0.22-0.47uF，你可用公式計算一下，對於50HZ交流電它的容抗是很大的，不會成為通路的。

C. BUCK電路中二極體的RC吸收電路如何設計，具體的R、C的參數，求公式

RC濾波電路的計算及公式
對於無源RC一階低通濾波電路，其傳遞函數為專G(s)=1/(RCs+1)。轉換為信號經過它屬的衰減的計算方法為：
Uo=Ui/[(2*Pi*f*R*C)^2+1]^0.5
式中：Uo為輸出電壓；Ui為輸入電壓；Pi為圓周率；f為信號頻率。

D. RCD吸收電路如何設計

上面的回答有幾處錯誤，
1. 1/2(Lleak*Ipeak^2*(Vsnub/(Vsnub-N*Vout))) 是能量單位J 焦耳，計算功率P還應再乘以工作頻率內F（Hz）。容
2. 鉗位電壓一般選擇為反射電壓的1.4倍左右，這樣的綜合損耗通常最低。

選取電阻和電容時，應先估算幾個參量，匝比，初級峰值電流，鉗位電壓，另外有些參數不可忽略如次級整流管壓降，變壓器二次側漏感（尤其匝比比較大的時候）。有了這些參數之後，基本可以計算電阻了，P=V^2/R即可，選擇一個紋波電壓值Vr，如選為鉗位電壓的10%，C=I*T/Vr即可。
初步選定後，整機再做調整，即可得到合適的參數。離線式的反激電源，100K左右的頻率，最終的參數一般電阻為幾十千歐，電容為幾納法，否則計算的一定不合理或設計的不合理。

E. 總結電力電子器件吸收電路的類型，談談在設計吸收電路時應考慮哪些因素

緩沖電路（Snubber Circuit）又稱為吸收電路。其作用是抑制電力電子器件的內因過電壓、/dt或者過電流和di/dt，減小器件的開關損耗。[1] 在電力電子電路中，用於改進電力電子器件開通和關斷時刻所承受的電壓、電流波形。通常電力電子裝置中的電力電子器件都工作於開關狀態，器件的開通和關斷都不是瞬時完成的。器件剛剛開通時，器件的等效阻抗大，如果器件電流很快上升，就會造成很大的開通損耗；同樣器件接近完全關斷時，器件的電流還比較大，如果器件承受的電壓迅速上升，也會造成很大的關斷損耗。開關損耗會導致器件的發熱甚至損壞，對於功率晶體管(GTR),還可能導致器件的二次擊穿。實際電力電子電路中，還常由於二極體、晶閘管等的反向恢復電流而增加電力電子器件的開通電流，由於感性負載或導線的分布電感等原因造成器件關斷時承受很高的感應電壓。採用緩沖電路可以改善電力電子器件的開關工作條件。
緩沖電路的基本工作原理是利用電感電流不能突變的特性抑制器件的電流上升率，利用電容電壓不能突變的特性抑制器件的電壓上升率。圖示以GTO為例的一種簡單的緩沖電路。其中L與GTO串聯,以抑制GTO導通時的電流上升率dI/dt,電容C和二極體D組成關斷吸收電路，抑制當GTO關斷時端電壓的上升率dV/dt，其中電阻R為電容C提供了放電通路。緩沖電路有多種形式，以適用於不同的器件和不同的電路。

F. RCD吸收電路的RCD吸收電路的設計

一﹑首先對mos管的VD進行分段：
Ⅰ，輸入的直流電壓VDC；
Ⅱ，次級反射初級的VOR；
Ⅲ，主MOS管VD餘量VDS；
Ⅳ，RCD吸收有效電壓VRCD1。
二﹑對於以上主MOS管VD的幾部分進行計算：
Ⅰ，輸入的直流電壓VDC。
在計算VDC時，是依最高輸入電壓值為准。如寬電壓應選擇AC265V，即DC375V。
VDC=VAC *√2
Ⅱ，次級反射初級的VOR。
VOR是依在次級輸出最高電壓,整流二極體壓降最大時計算的，如輸出電壓為：5.0V±5%（依Vo =5.25V計算），二極體VF為0.525V（此值是在1N5822的資料中查找額定電流下VF值）．
VOR=(VF+Vo)*Np/Ns
Ⅲ，主MOS管VD的餘量VDS．
VDS是依MOS管VD的10%為最小值．如KA05H0165R的VD=650應選擇DC65V．
VDS=VD* 10%
Ⅳ，RCD吸收VRCD．
MOS管的VD減去Ⅰ，Ⅲ三項就剩下VRCD的最大值。實際選取的VRCD應為最大值的90%（這里主要是考慮到開關電源各個元件的分散性，溫度漂移和時間飄移等因素得影響）。
VRCD=(VD-VDC -VDS)*90%
注意：
① VRCD是計算出理論值，再通過實驗進行調整，使得實際值與理論值相吻合．
② VRCD必須大於VOR的1.3倍．（如果小於1.3倍，則主MOS管的VD值選擇就太低了）
③ MOS管VD應當小於VDC的2倍．（如果大於2倍，則主MOS管的VD值就過大了）
④ 如果VRCD的實測值小於VOR的1.2倍，那麼RCD吸收迴路就影響電源效率。
⑤ VRCD是由VRCD1和VOR組成的
Ⅴ，RC時間常數τ確定．
τ是依開關電源工作頻率而定的，一般選擇10~20個開關電源周期。
三﹑試驗調整VRCD值
首先假設一個RC參數，R=100K/RJ15, C=10nF/1KV。再上市電，應遵循先低壓後高壓，再由輕載到重載的原則。在試驗時應當嚴密注視RC元件上的電壓值，務必使VRCD小於計算值。 如發現到達計算值，就應當立即斷電，待將R值減小後，重復以上試驗。（RC元件上的電壓值是用示波器觀察的，示波器的地接到輸入電解電容「+」極的RC一 點上，測試點接到RC另一點上）
一個合適的RC值應當在最高輸入電壓，最重的電源負載下，VRCD的試驗值等於理論計算值。
四﹑試驗中值得注意的現象
輸入電網電壓越低VRCD就越高，負載越重VRCD也越高。那麼在最低輸入電壓，重負載時VRCD的試驗值如果大於以上理論計算的VRCD值，是否和（三）的內容相矛盾哪？一點都不矛盾，理論值是在最高輸入電壓時的計算結果，而現在是低輸入電壓。
重負載是指開關電源可能達到的最大負載。主要是通過試驗測得開關電源的極限功率。
RCD吸收電路與RC電路的比較
採用RC、RCD吸收電路也可以對變壓器消磁，這時就不必另設變壓器繞組與二極體組成的去磁電路。變壓器的勵磁能量都在吸收電阻中消耗掉。RC與RCD吸收電路不僅消耗變壓器漏感中蓄積的能量，而 且也消耗變壓器勵磁能量，因此降低了變換器變換效率。RCD吸收電路是通過二極體對開關電壓嵌位，效果比RC好，它也可以採用較大電阻，能量損耗也比RC 小。
RCD吸收電路的影響
1.RCD電容C偏大
電容端電壓上升很慢，因此導致mos 管電壓上升較慢，導致mos管關斷至次級導通的間隔時間過長，變壓器能量傳遞過程較慢，相當一部分初級勵磁電感能量消耗在RC電路上 。
2.RCD電容C特別大（導致電壓無法上升至次級反射電壓）
電容電壓很小，電壓峰值小於次級的反射電壓，因此次級不能導通，導致初級能量全部消耗在RCD電路中的電阻上，因此次級電壓下降後達成新的平衡，理論計算無效了，輸出電壓降低。
3.RCD電阻電容乘積R×C偏小
電壓上沖後，電容上儲存的能量很小，因此電壓很快下降至次級反射電壓，電阻將消耗初級勵磁電感能量，直至mos管開通後，電阻才緩慢釋放電容能量，由於RC較小，因此可能出現震盪，就像沒有加RCD電路一樣。
4.RCD電阻電容乘積R×C合理，C偏小
如果參數選擇合理，mos管開通前，電容上的電壓接近次級反射電壓，此時電容能量泄放完畢，缺點是此時電壓尖峰比較高，電容和mos管應力都很大
5.RCD電阻電容乘積R×C合理，R，C都合適
在上面的情況下，加大電容，可以降低電壓峰值，調節電阻後，使mos管開通之前，電容始終在釋放能量，與上面的最大不同，還是在於讓電容始終存有一定的能量。