1. 運放電路中為什麼選opa運放而不選adi運放
都可以，常見的運放，就這兩家，TI和AD公司，算上不常見的，運放的選擇就很多了
2. ADI半導體公司在科學出版式社出版的全套模擬電路應用設計叢書
那套來書我有一部分的，是科學源出版社與日本CQ協商引進的書，看了一下，感覺很不錯。不過書很多，主要有四個大系列：
1、實用電子電路設計叢書；（6本，其中的晶體管電路設計（上）、（下）強烈推薦，比我們高校的教科書好多了，極少等效，完全從工程設計出發），這套書裡面我覺得ASIC和數字系統設計可以不買，一般。
2、圖解實用電子技術叢書（有兩個子系列，以06年8月為限，一共18本）；
3、圖解電路設計與製作系列（忘了，5本還是6本）
當當網可以買到。
3. adi中電流模式adc有哪些
參考資料：
ADC
前端電路的五個設計步驟
轉載:電子工程專輯
作者：
Rob Reeder 高級轉換器應用工程師 Email: [email protected] 美國模擬
器件公司
現代通信系統和測試設備常常需要盡快地將模擬信號數字化，
以便在數字域中完成信號
處理。
但是，
為模數轉換器(ADC)設計變壓器前端電路很有挑戰性，
特別是在高中頻(IF)
的系統中。
本文總結了
5
個設計步驟，
以幫助開發出最佳的
ADC
前端。
這
5
個步驟包括：
1. 了解系統和設計要求；2. 確定
ADC
的輸入阻抗；3. 確定
ADC
的基本性能；4. 選擇
變壓器及與負載匹配的無源元件；5. 對設計進行基準測試。這種設計方法簡單、快捷，
可以在任何應用中獲得理想的性能。
第一個步驟聽起很簡單，但很重要，因為僅需知道特殊應用的要求就能減少迭代次數，
並一開始就可以選擇合適的元件，
快速實現想要的性能。應該列出包括每個設計要求的
清單，並設定想要的性能指標邊界值，這樣便能很快選好
ADC
和變壓器。
例如，
假設某個應用要求采樣率為
61.44Msps，
以在中心頻率為
110MHz
的
20MHz
帶寬(1
00~120MHz)上捕獲輸入信號。
高於
72dB
的信噪比(SNR)意味著需要使用
14b ADC
來實現
所需的
SNR
性能。每個通道的功耗都應低於
500mW。美國模擬器件公司(ADI)的
14b、80
Msps AD9246 ADC
能滿足這些系統級性能要求，
它的工作電壓為
1.8~3.3V，
具有寬頻寬
和功耗低特性。
本例的
ADC
輸入為
110MHz IF
信號(帶寬為
20MHz)，采樣率為
61.44Msps。由於輸入信
號的帶寬比較窄(1
個乃奎斯特帶寬)，所以這里採用諧振匹配技術。這種匹配技術提供
的帶寬較窄，
但在給定的頻率范圍內匹配性能非常好。
這種技術通常要求在模擬輸入上
增加額外的電感或鐵氧體磁珠，
以便去除從
ADC
輸入級看到的寄生電容。
如果所感興趣
的
IF
位於基帶(第一個乃奎斯特帶寬)上，可以採用簡單的
RC
網路構造低通濾波器。
第二個步驟確定
ADC
的輸入阻抗(圖
1)。
AD9246
器件是一個不帶緩沖或開關電容型
ADC，
因此輸入阻抗是時變的，隨模擬輸入的頻率而改變。為確定器件的輸入阻抗，請參考
A
D9246
的產品數據表。
藉助產品數據表找到
110MHz
跟蹤模式下測得的阻抗就可以了。
在
本例中，
ADC
內部輸入負載等效於一個
6.9kΩ差分電阻與一個
4pF
電容的並聯。最好與
ADC
的追蹤模式相匹配，因為此時
ADC
正在采樣。
圖
1：ADC
的內部輸入阻抗可以被看作一個電阻和一個電容的並聯結構。
第三個步驟確定
ADC
的基本性能，以便在設法優化所有設計參數之前，更好地理解
ADC
是如何工作的。為建立這個基準，採用處於預設狀態下的評估板。產品數據手冊上的
A
DC
特性很可能就是以這種方法來確定的。
在第三個步驟中首先收集性能參數，
得到
72dB
的
SNR
以及
82.7dBc
的無雜波動態范圍(S
FDR)。這些值與數據手冊的參數很接近。請注意，應該使用高性能信號發生器和濾波器
進行特性測量，以便在測試的時候去除任何信號發生器的諧波和雜波成份。
然後去掉濾波器，
重新將
ADC
評估板連接到測試信號發生器。
應該重新調節信號發生器
的輸出電平(在本例中的電平為+14dBm)並記錄下來，
以收集驅動數目。輸入頻率的掃頻
應該具有足夠帶寬，
以觀察帶寬平滑度的改變，
得到-3dB
點。
在本例子中，
前端預設配
置帶有簡單的
RC
濾波器，使通帶平滑度達到
1.2dB，帶寬約
100MHz。
採集到該數據後，就可以作決定了。對
72dB SNR
和
83dBc SFDR
要求，使用抗混淆濾波
器(AAF)對提高防偽波性能及使信號諧波保持在低水平很重要。然而，仍然沒有解決輸
入驅動和通帶平滑度問題。
預設評估板上的
AAF
對感興趣通帶的衰減很快。
由於並聯電
感對感興趣頻率的衰減要小，
在通帶之外的滾降更好，
所以使用一個簡單的並聯電感會
有幫助。
對於輸入驅動，
考慮用
1:4
變壓器使
ADC
達到全量程，
這樣將使信號提高+6dB，
更進一步降低了輸入驅動要求。最後，應該用矢量網路分析儀(VNA)測量輸入阻抗和
VS
WR。調節到感興趣頻率，觀察輸入匹配得如何。在本例中，在
110MHz
下測得
35Ω，得
到
VSWR
為
1.44:1。
第四步是選擇變壓器和無源元件，使其與負載阻抗匹配。變壓器和
R、L
的元件值都必
須與負載相匹配，
並構建一個能使
ADC
和次級變壓器之間的總體性能達到期望值的新的
AAF(圖
2)。
圖
2：在這個
ADC
前端原理框圖中，電阻和電感的值必須與負載相匹配。
經驗和試驗這時可以發揮作用。
由於不同變壓器的性能差異非常大，所以選擇變壓器不
是一件容易的事。
在對變壓器進行了測量並清楚其性能之後，
選擇了本例所示的變壓器。
一般來說，選擇相位平衡特性良好的變壓器很重要。本例應用的帶寬窄，要求的輸入驅
動電壓低，因此採用了常見的
1:4
阻抗比變壓器。
選擇
ADC
變壓器的一些簡單原則包括仔細查看技術參數。
例如，
應該仔細比較反射損耗、
插入損耗，以及相位和幅度不平衡等技術參數。如果數據表沒有給出這些參數，可向制
造商索要，
或者用矢量分析儀測量。
是選擇標准磁量耦合變壓器還是不平衡變壓器取決
於能否滿足帶寬要求。
標准變壓器的帶寬一般不高於
1GHz，
而不平衡變壓器的帶寬則要
大得多。
請注意，端接可能在初級和次級都需要，但本例為盡量減小元件數量，只進行了次級端
接。根據具體應用，在初級和次級都進行端接可能更合理。
在模擬輸入端應串聯一個阻值為
15~50Ω的電阻。
本例採用兩個
33Ω電阻，
目的是限制
非緩沖
ADC
對模擬輸入端的反向電荷注入量，這也有助於根據前一級定義源阻抗。在
9
0%的情況下，可以使用
33Ω，但在某些情況下，改變這個值可小幅提高性能。
然後計算變壓器次級的差分端接。計算結果表明，次級差分端接從小於
251Ω開始比較
好。理想
1:4
阻抗比變壓器一般採用
200Ω的端接電阻。開始計算時，使用給定中心頻
率下的反射損耗量來計算實際特性阻抗(Z0)。
當選擇變壓器時，
請記住各種變壓器的差異很大，
而比較不同元件的最佳方法是充分了
解變壓器的性能參數。如果沒有性能參數，可以從製造商處索要。請記住，高
IF
設計
對變壓器相位平衡的影響可能很靈敏。
IF
非常高的設計可能需要兩個變壓器或平衡不平
衡變壓器來以抑制偶次諧波畸變。
選擇
ADC
時要確定是選擇緩沖
ADC
還是非緩沖
ADC。非緩沖
ADC
或開關電容型
ADC
具有
時變輸入阻抗，
在高
IF
情況下更難設計。
如果使用非緩沖
ADC，
任何情況下都應以跟蹤
模式進行輸入匹配，
並利用製造商網站上的輸入阻抗表。雖然緩沖
ADC
比非緩沖
ADC
的
功耗大，但緩沖
ADC
往往更容易設計，即使在高
IF
情況下也同樣容易設計。當計算
R
和
L
值的時候，
請記住這是一個好的開始。
但並不是所有應用的布局和寄生參數值都相
同，因此可能還需要一些設計反復，以最終確定特定應用的性能要求。