1. 雙路電源自動切換開關控制電路還存在的問題
現在的雙電源，末端型的，切換都是比較穩定的，想要提高性能的話，一個可以從繼電器的選擇上入手，還有，就是電動機的性能，包括轉速的穩定性和帶負載的能力，還有就是轉換機構方面，現在，有的是用凸輪+連桿，有的用齒輪；
至於，真正存在問題的，還是智能型的，切換時，容易出現亂跳現象，一方面是單片機的程序存在問題，另一方面是電網電壓不穩定造成的沖擊，畢竟市面上的雙電源，對浪涌實驗的通過率不高，一般能打兩次左右。
還有，你可以加控制器的功能，現在已經有了合閘指示，消防脫扣，發電機啟動等，你可以考慮加個數據介面，和PC機連接，實現遠程遙控。
如果想從分斷能力上考慮也是可以的，增加PC級二段式的容量，轉換時間的縮短等。
不過，就畢業設計來說，我覺得，你只要能弄出個雙電源的電氣原理圖和機械原理圖就可以順利畢業了的。
2. 開關電源設計 文獻綜述怎麼寫
開關電源是採用,
ATX電源電路結構較復雜，各部分電路不但在功能上相互配合、相互滲透，且各電路參數設置非常嚴格，稍有不當則電路不能正常工作。其主電路原理圖見圖1，從圖中可以看出，整個電路可以分成兩大部分：一部分為從電源輸入到開關變壓器T1之前的電路(包括輔助電源的原邊電路)，該部分電路和交流220V電壓直接相連，觸及會受到電擊，稱為高壓側電路；另一部分為開關變壓器T1以後的電路，不和交流220V直接相連，稱為低壓側電路。二者通過C03、C04、C05高壓瓷片電容構成迴路，以消除靜電干擾。其原理方框圖見圖2，從圖中可以看出整機電路由交流輸入迴路、整流濾波電路、推挽開關電路、輔助開關電源、PWM脈寬調制電路、PS-ON控制電路、保護電路、輸出電路和PW-OK信號形成電路組成。弄清各部分電路的工作原理及相互關系對我們維修判斷故障是很有用處的，下面簡單介紹一下各組成部分的工作原理。
1、交流輸入迴路
交流輸入迴路包括輸入保護電路和抗干擾電路等。輸入保護電路指交流輸入迴路中的過流、過壓保護及限流電路；抗干擾電路有兩方面的作用：一是指微機電源對通過電網進入的干擾信號的抑制能力：二是指開關電源的振盪高次諧波進入電網對其它設備及顯示器的干擾和對微機本身的干擾。通常要求微機對通過電網進入的干擾信號抑制能力要強，通過電網對其它微機等設備的干擾要小。
2、整流電路：
包括整流和濾波兩部分電路，將交流電源進行整流濾波，為開關推挽電路提供紋波較小的直流電壓。
3、輔助電源：輔助電源本身也是一個完整的開關電源。只要ATX電源一上電，輔助電源便開始工作，輸出的兩路電壓，一路為+5VSB電源，該輸出連接到ATX主板的「電源監控部件」，作為它的工作電壓，使操作系統可以直接對電源進行管理。通過此功能，實現遠程開機，完成電腦喚醒功能；另一路輸出電壓為保護電路、控制電路等電路供電。
4、推挽開關電路：
推挽開關電路是ATX開關電源的主要部分，它把直流電壓變換成高頻交流電壓，並且起著將輸出部分與輸入電網隔離的作用。推挽開關管是該部分電路的核心元件，受脈寬調制電路輸送的信號作激勵驅動信號，當脈寬調制電路因保護電路動作或因本身故障不工作時，推挽開關管因基級無驅動脈沖故不工作，電路處於關閉狀態，這種工作方式稱作它激工作方式。
5、PWM脈寬調制電路：
PWM（Pules Width Molation）即脈寬調制電路，其功能是檢測輸出直流電壓，與基準電壓比較，進行放大，控制振盪器的脈沖寬度，從而控制推挽開關電路以保持輸出電壓的穩定，主要由IC TL494及周圍元件組成。
6、PS-ON控制電路：
ATX電源最主要的特點就是，它不採用傳統的市電開關來控制電源是否工作，而是採用「＋5VSB、PS－ON」的組合來實現電源的開啟和關閉，只要控制「PS－ON」信號電平的變化，就能控制電源的開啟和關閉。電源中的S-ON控制電路接受PS－ON 信號的控制，當「PS－ON」小於1V伏時開啟電源，大於4.5伏時關閉電源。主機箱面上的觸發按鈕開關(非鎖定開關)控制主板的「電源監控部件」的輸出狀態，同時也可用程序來控制「電源監控制項」的輸出，如在WIN9X平台下，發出關機指令，使「PS－ON」變為＋5V，ATX電源就自動關閉。
7、保護電路
為了保證安全工作，ATX電源中設置了各種各樣的保護電路，當開關電源發生過電壓、過電流故障時，保護電路啟動，開關電源停止工作以保護負載和電源本身。
8、輸出電路：
輸入整流濾波電路將交流電源進行整流濾波，為主變換電路提供紋波較小的直流電壓。接插到主板上的排線包含了電源輸出的各路電壓及控制信號，ATX電源輸出排線各腳定義見表1，各路輸出的額定電流見表2。
表1 電源輸出排線功能一覽表
Pin 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
導線顏色 橘黃 橘黃 黑色 紅色 黑色 紅色 黑色 灰色 紫色 黃色
功能 3.3V 提供 +3.3V 電源
3.3V 提供 +3.3V 電源 地線 5V 提供+5V電源 地線 5V 提供 +5V 電源 地線 Power OK電源正常工作 ＋5VSB 提供 +5V Stand by電源，供電源啟動電路用
12V 提供 +12V 電源
Pin 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20
導線顏色 橘黃 蘭色 黑色 綠色 黑色 黑色 黑色 白色 紅色 紅色
功能 3.3V 提供 +3.3V 電源 -12V 提供 -12V 電源
地線 PS-ON 電源啟動信號，低電平-電源開啟，高電平-電源關閉
地線 地線 地線 -5V 提供-5V 電源 5V 提供 +5V 電源 5V 提供 +5V 電源
表2 ATX電源各路電壓的額定輸出電流：（單位：A）
電源各輸出端 ＋5V ＋12V ＋3.3V －5V －12V ＋5VSB
額定輸出電流 21A 6A 14A 0.3A 0.8A 0.8A
9、PW-OK信號的形成：
PW-OK信號（在AT電源中及部分電源板上稱P.G信號）為微機開機自檢啟動信號，為了防止開機時各路輸出電路時序不定，CPU或各部件未進入初始化狀態造成工作錯誤及突然停電時，硬碟磁頭來不及移至著陸區造成碟片劃傷，微機電源中均設置了PW-OK 信號。
10、＋3.3V電壓二次穩壓電路：
輸出到主板上的＋3.3V電壓一般為CPU等配件供電，因此，ATX電源在總體自動控制穩壓的基礎上，在T1的次級＋3.3V電壓的輸出負載網路增設了二次自動穩壓控制電路，以使＋3.3V輸出電壓更精確穩定。
縱上所述，接通電源後，220V交流電壓經整流濾波電路，輸出＋300V 直流高壓。此電壓同時加到推挽開關電路和輔助電源上，因推挽開關電路的開關功率管沒有激勵脈沖而處於待機狀態。輔助電源一經得到工作電壓便開始工作，送出脈寬調制電路、PS-ON控制電路、保護電路的工作電壓以及主板的+5VSB待機電壓，但因此時沒有得到PS-ON主機的控制信號，PS-ON控制電路輸出高電平鎖住PWM脈寬調制電路使其不起振，此時電源處於待機狀態。按下面板的開機觸發開關，PS-ON控制電路得到控制信號，解除對脈寬調制電路的鎖定，PWM電路開始工作，輸出受控的脈寬可變的交流脈沖推動推挽開關電路中的推挽功率管，並時刻根據輸出電壓的脈動來調整脈沖寬度，以保證輸出電壓的穩定。推挽開關電路中，推挽功率管依次開關，產生的脈動交變電壓被開關變壓器感應到副級，經輸出電路整流濾波，形成主機所需各路電壓。保護電路則監視各路輸出電壓，當發生過壓、欠壓故障時及時啟動，使PWM電路停止工作，以保證電路及主機的安全。
精密電壓基準IC TL431
精密電壓基準IC TL431是T0—92封裝如圖1所示。其性能是輸出壓連續可調達36V，工作電流范圍寬達0．1。100mA，動態電阻典型值為0．22歐,輸出雜波低。圖2是TL431的典型應用，其中③、②腳兩端輸出電壓V=2．5(R2十R3)V／R3。如果改變R2的阻值大小，就可以改變輸出基準電壓大小。
ATX電源的結構特點
ATX電源是近年來在電腦中廣泛採用的新型電源，它配合ATX主板，除了可以手動開關電源外，還支持軟體開 關電源以實現遠程式控制制功能。
ATX電源是在AT電源的基礎上發展起來的，它的主變換電路也是採用了半橋式開關電源，但從結構上講ATX電源作了如下改進：
1.ATX電源增加了一個輔助開關電源，如圖所示。當ATX電源交流輸入端一旦有220V的交流電時，輔助電源就開始工作，一路經整流 7805三端穩壓器穩壓，輸出+5V電壓供給ATX主板內部一部分在關機狀態下要保持工作的晶元，如網路通信介面 電源監控單元 系統時鍾等部分晶元使用；另一路經整流濾波，輸出輔助+12V電源，供給ATX電源內部TL494等晶元工作，為ATX電源主變換電路的啟動作準備。
2. 綜合供電接插件介面不同。ATX電源採用了20腳長方型雙排綜合插件向主板供電。
3.輸出電壓不同。ATX電源增加了3.3V +5V供電和一個PS-ON控制輸入埠，其中3.3V電壓主要為CPU PCI匯流排供電。
4.電源的啟動方式不同，ATX電源一般不設市電開關，而採用TL494脈寬控制晶元和LM339比較放大器作為其控制的核心。其特點是引用TL494第4腳的死區控制功能，當輔助電源工作時，一路輸出+5V到主板，另一路輸出+12V供給TL494電源，經過該晶元內部穩壓電路，由14腳輸出+5V，並和13 15腳相接，再經分壓電路到LM339電壓比較器的反向端，其反向端電壓約為4.5V.當PS-ON為+5V時，LM339輸出為高電平5V,TL494的8 11腳無輸出脈沖，主變換電路截止，電源處於休眠狀態。當PS-ON為0V時，輸出為0V,TL494的8 11腳有輸出脈沖，主變換電路開始工作。因此，我們不僅可以手動按下主機上的觸發按鈕開關使PS-ON為低電平啟動電源，還可以通過程序或鍵盤等其他方式使PS-ON為低電平啟動電源，從而使ATX電源具有遠程式控制制功能。
使用時應注意,當你長時間不用或打雷時應將電源撥出,以防燒壞,
而且要防塵,如果塵多了,散熱就會減退,也會使其燒壞
3. 開關穩壓電源設計，大家給我出個主意，高分獎勵
引言
眾所周知，任何閉環系統在增益為單位增益l，且內部隨頻率變化的相移為360°時，該閉環控制系統都會存在不穩定的可能性。因此幾乎所有的開關電源都有一個閉環反饋控制系統，從而能獲得較好的性能。在負反饋系統中，控制放大器的連接方式有意地引入了180°相移，如果反饋的相位保持在180°以內，那麼控制環路將總是穩定的。當然，在現實中這種情況是不會存在的，由於各種各樣的開關延時和電抗引入了額外的相移，如果不採用適合的環路補償，這類相移同樣會導致開關電源的不穩定。
1 穩定性指標
衡量開關電源穩定性的指標是相位裕度和增益裕度。相位裕度是指：增益降到0dB時所對應的相位。增益裕度是指：相位為零時所對應的增益大小(實際是衰減)。在實際設計開關電源時，只在設計反激變換器時才考慮增益裕度，設計其它變換器時，一般不使用增益裕度。
在開關電源設計中，相位裕度有兩個相互獨立作用：一是可以阻尼變換器在負載階躍變化時出現的動態過程；另一個作用是當元器件參數發生變化時，仍然可以保證系統穩定。相位裕度只能用來保證「小信號穩定」。在負載階躍變化時，電源不可避免要進入「大信號穩定」范圍。工程中我們認為在室溫和標准輸入、正常負載條件下，環路的相位裕度要求大於45°。在各種參數變化和誤差情況下，這個相位裕度足以確保系統穩定。如果負載變化或者輸入電壓范圍變化非常大，考慮在所有負載和輸入電壓下環路和相位裕度應大於30°。
如圖l所示為開關電源控制方框示意圖，開關電源控制環路由以下3部分構成。
<<<<<這個地方有圖,不過網路只能上傳1張圖>>>>>>
(1)功率變換器部分，主要包含方波驅動功率開關、主功率變壓器和輸出濾波器；
(2)脈沖寬度調節部分，主要包含PWM脈寬比較器、圖騰柱功率放大；
(3)采樣、控制比較放大部分，主要包含輸出電壓采樣、比較、放大(如TL431)、誤差放大傳輸(如光電耦合器)和PWM集成電路內部集成的電壓比較器(這些放大器的補償設計最大程度的決定著開關電源系統穩定性，是設計的重點和難點)。
2 穩定性分析
如圖1所示，假如在節點A處引入干擾波。此方波所包含的能量分配成無限列奇次諧波分量。如果檢測到真實系統對不斷增大的諧波有響應，則可以看出增益和相移也隨著頻率的增加而改變。如果在某一頻率下增益等於l且總的額外相移為180°(此相移加上原先設定的180°相移，總相移量為360°)，那麼將會有足夠的能量返回到系統的輸入端，且相位與原相位相同，那麼干擾將維持下去，系統在此頻率下振盪。如圖2所示，通常情況下，控制放大器都會採用反饋補償元器件Z2減少更高頻率下的增益，使得開關電源在所有頻率下都保持穩定。
<<<<這里也有圖>>>>
波特圖對應於小信號(理論上的小信號是無限小的)擾動時系統的響應；但是如果擾動很大，系統的響應可能不是由反饋的線性部分決定的，而可能是由非線性部分決定的，如運放的壓擺率、增益帶寬或者電路中可能達到的最小、最大占空比等。當這些因素影響系統響應時，原來的系統就會表現為非線性，而且傳遞函數的方法就不能繼續使用了。因此，雖然小信號穩定是必須滿足的，但還不足以保證電源的穩定工作。因此，在設計電源環路補償時，不但要考慮信號電源系統的響應特性，還要處理好電源系統的大信號響應特性。電源系統對大信號響應特性的優劣可以通過負載躍變響應特性和輸入電壓躍變響應特性來判斷，負載躍變響應特性和輸入電壓躍變響應特性存在很強的連帶關系，負載躍變響應特性好，則輸入電壓躍變響應特性一定好。
對開關電源環路穩定性判據的理論分析是很復雜的，這是因為傳遞函數隨著負載條件的改變而改變。各種不同線繞功率元器件的有效電感值通常會隨著負載電流而改變。此外，在考慮大信號瞬態的情況下，控制電路工作方式轉變為非線性工作方式，此時僅用線性分析將無法得到完整的狀態描述。下面詳細介紹通過對負載躍變瞬態響應波形分析來判斷開關電源環路穩定性。
3 穩定性測試
測試條件：
(1)無感電阻；
(2)負載變化幅度為10％~100％；
(3)負載開關頻率可調(在獲得同樣理想響應波形的條件下，開關頻率越高越好)；
(4)限定負載開關電流變化率為5A／μs或者2A/μs，沒有聲明負載電流大小和變化率的瞬態響應曲線圖形無任何意義。
圖3(a)為瞬變負載波形。
圖3(b)為阻尼響應，控制環在瞬變邊緣之後帶有振盪。說明擁有這種響應電源的增益裕度和相位裕度都很小，且只能在某些特定條件下才能穩定。因此，要盡量避免這種類型的響應，補償網路也應該調整在稍低的頻率下滑離。
<<<<這里也有圖>>>>
圖3(c)為過阻尼響應，雖然比較穩定，但是瞬態恢復性能並非最好。滑離頻率應該增大。
圖3(d)為理想響應波形，接近最優情況，在絕大多數應用中，瞬態響應穩定且性能優良，增益裕度和相位裕度充足。
對於正向和負向尖峰，對稱的波形是同樣需要的，因此從它可以看出控制部分和電源部分在控制內有中心線，且在負載的增大和減少的情況下它們的擺動速率是相同的。
上面介紹了開關電源控制環路的兩個穩定性判據，就是通過波特圖判定小信號下開關電源控制環路的相位裕度和通過負載躍變瞬態響應波形判定大信號下開關電源控制環路的穩定性。下面介紹四種控制環路穩定性的設計方法。
4．1 分析法
根據閉環系統的理論、數學及電路模型進行分析(計算機模擬)。實際上進行總體分析時，要求所有的參數要精確地等於規定值是不大可能的，尤其是電感值，在整個電流變化范圍內，電感值不可能保持常數。同樣，能改變系統線性工作的較大
瞬態響應也是很難預料到的。
4．2 試探法
首先測量好脈寬調整器和功率變換器部分的傳遞特性，然後用「差分技術」來確定補償控制放大器所必須具有的特性。
要想使實際的放大器完全滿足最優特性是不大可能的，主要的目標是實現盡可能地接近。具體步驟如下：
(1)找到開環曲線中極點過零處所對應的頻率，在補償網路中相應的頻率周圍處引入零點，那麼在直到等於穿越頻率的范圍內相移小於315°(相位裕度至少為45°)；
(2)找到開環曲線中EsR零點對應的頻率，在補償網路中相應的頻率周圍處引入極點(否則這些零點將使增益特性變平，且不能按照期望下降)；
(3)如果低頻增益太低，無法得到期望的直流校正那麼可以引入一對零極點以提高低頻下的增益。
大多數情況下，需要進行「微調」，最好的辦法是採用瞬態負載測量法。
4. 3 經驗法
採用這種方法，是控制環路採用具有低頻主導極點的過補償控制放大器組成閉環來獲得初始穩定性。然後採用瞬時脈沖負載方法來補償網路進行動態優化，這種方法快而有效。其缺點是無法確定性能的最優。
4．4 計算和測量結合方法
綜合以上三點，主要取決於設計人員的技能和經驗。
對於用上述方法設計完成的電源可以用下列方法測量閉環開關電源系統的波特圖，測量步驟如下。
如圖4所示為測量閉環電源系統波特圖的增益和相位時採用的一個常用方法，此方法的特點是無需改動原線路。
<<<<這里有圖>>>>
如圖4所示，振盪器通過變壓器T1引入一個很小的串聯型電壓V3至環路。流入控制放大器的有效交流電壓由電壓表V1測量，輸出端的交流電壓則由電壓表V2測量(電容器C1和C2起隔直流電流的作用)。V2/V1(以分貝形式)為系統的電壓增益。相位差就是整個環路的相移(在考慮到固定的180°負反饋反相位之後)。
輸入信號電平必須足夠小，以使全部控制環路都在其正常的線性范圍內工作。
4．5 測量設備
波特圖的測量設備如下：
(1)一個可調頻率的振盪器V3，頻率范圍從10Hz(或更低)到50kHz(或更高)；
(2)兩個窄帶且可選擇顯示峰值或有效值的電壓表V1和V2，其適用頻率與振盪器頻率范圍相同；
(3)專業的增益及相位測量儀表。
測試點的選擇：理論上講，可以在環路的任意點上進行伯特圖測量，但是，為了獲得好的測量度，信號注入節點的選擇時必須兼顧兩點：電源阻抗較低且下一級的輸入阻抗較高。而且，必須有一個單一的信號通道。實踐中，一般可把測量變壓器接入到圖4或圖5控制環路中接入測量變壓器的位置。
圖4中T1的位置滿足了上述的標准。電源阻抗(在信號注入的方向上)是電源部分的低輸出阻抗，而下一級的輸入阻抗是控制放大器A1的高輸入阻抗。圖5中信號注入的第二個位置也同樣滿足這一標准，它位於圖5中低輸出的放大器A1和高輸入阻抗的脈寬調制器之間。
<<<<<這里有圖>>>>
5 最佳拓撲結構
無論是國外還是國內DC／DC電源線路的設計，就隔離方式來講都可歸結為兩種最基本的形式：前置啟動+前置PWM控制和後置隔離啟動+後置PWM控制。具體結構框圖如圖6和圖7所示。
<<<<這里有圖>>>>
國內外DC／DC電源設計大多採用前置啟動+前置PWM控制方式，後級以開關形式將采樣比較的誤差信號通過光電耦合器件隔離傳輸到前級PWM電路進行脈沖寬度的調節，進而實現整體DC／DC電源穩壓控制。如圖6所示，前置啟動+前置PWM控制方式框圖所示，輸出電壓的穩定過程是：輸出誤差采樣→比較→放大→光隔離傳輸→PWM電路誤差比較→PWM調寬→輸出穩壓。Interpoint公司的MHF+系列、SMHF系列、MSA系列、MHV系列等等產品都屬於此種控制方式。此類拓撲結構電源產品就環路穩定性補償設計主要集中在如下各部分：
(1)以集成電路U2為核心的采樣、比較電路的環路補償設計；
(2)以前置PWM集成電路內部電壓比較器為核心的環路補償設計；
(3)輸出濾波器設計主要考慮輸出電壓／電流特性，在隔離式電源環路穩定性補償設計時僅供參考；
(4)其它部分如功率管驅動,主功率變壓器等，在隔離式電源環路穩定性補償設計時可以不必考慮。
而如圖7所示，後置隔離啟動+後置PWM控制方式框圖，輸出電壓的穩定過程是：輸出誤差采樣→PWM電路誤差比較→PWM調寬→隔離驅動→輸出穩壓。此類拓撲結構電源產品就環路穩定性補償設計主要集中在如下各部分：
(1)以後置PWM集成電路內部電壓比較器為核心的環路補償設計；
(2)輸出濾波器設計主要考慮輸出電壓／電流特性，在隔離式電源環路穩定性補償設計時僅供參考。
(3)其它部分如隔離啟動、主功率變壓器等，在隔離式電源環路穩定性補償設計時可以不必考慮。
比較圖6和圖7控制方式和環路穩定性補償設計可知，圖7後置隔離啟動+後置PWM控制方式的優點如下：
(1)減少了後級采樣、比較、放大和光電耦合，控制環路簡捷；
(2)只需對後置PWM集成電路內部電壓比較器進行環路補償設計，控制環路的響應頻率較寬；
(3)相位裕度大；
(4)負載瞬態特性好；
(5)輸入瞬態特性好；
(6)抗輻照能力強。實驗證明光電耦合器件即使進行了抗輻照加固其抗輻照總劑量也不會大於2x104Rad(Si)，不適合航天電源高可靠、長壽命的應用要求。
6 結語
開關電源設計重點有兩點：一是磁路設計，重點解決的是從輸入到輸出的電壓及功率變換問題。二是穩定性設計，重點解決的是輸出電壓的品質問題。開關電源穩定性設計的好壞直接決定著開關電源啟動特性、輸入電壓躍變響應特性、負載躍變響應特性、高低溫穩定性、生產和調試難易度。將上述開關電源穩定性設計方法和結論應用到開關電源的研發工作中去，定能事半功倍。
具體的參數自己改下.我就不改了.
這里有全文的圖片http://hi..com/cheng5619/blog
參考資料:http://www.ykups.com/tech.htm
4. 採用UC3842控制反激式50W開關電源設計
UC3842是由Unitrode公司開發的新型控制器件，是國內應用比較廣泛的一種電流控制型脈寬調制器。所謂電流型脈寬調制器是按反饋電流來調節脈寬的。在脈寬比較器的輸入端直接用流過輸出電感線圈電流的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。由於結構上有電壓環、電流環雙環系統，因此，無論開關電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態響應特性都有提高，是比較理想的新型的控制器閉。 電路設計和原理1．1 UC3842工作原理 uc3842中文資料下載 UC3842是單電源供電，帶電流正向補償，單路調制輸出的集成晶元，其內部組成框圖如圖l所示。其中腳1外接阻容元件，用來補償誤差放大器的頻率特性。腳2是反饋電壓輸入端，將取樣電壓加到誤差放大器的反相輸入端，再與同相輸入端的基準電壓進行比較，產生誤差電壓。腳3是電流檢測輸入端，與電阻配合，構成過流保護電路。腳4外接鋸齒波振盪器外部定時電阻與定時電容，決定振盪頻率，基準電壓VREF為0．5V。輸出電壓將決定變壓器的變壓比。由圖1可見，它主要包括高頻振盪、誤差比較、欠壓鎖定、電流取樣比較、脈寬調制鎖存等功能電路。UC3842主要用於高頻中小容量開關電源，用它構成的傳統離線式反激變換器電路在驅動隔離輸出的單端開關時，通常將誤差比較器的反向輸入端通過反饋繞組經電阻分壓得到的信號與內部2．5V基準進行比較，誤差比較器的輸出端與反向輸入端接成PI補償網路，誤差比較器的輸出端與電流采樣電壓進行比較，從而控制PWM序列的占空比，達到電路穩定的目的。1．2 系統原理 本文以UC3842為核心控制部件，設計一款AC 220V輸入，DC 24V輸出的單端反激式開關穩壓電源。開關電源控制電路是一個電壓、電流雙閉環控制系統。變換器的幅頻特性由雙極點變成單極點，因此，增益帶寬乘積得到了提高，穩定幅度大，具有良好的頻率響應特性。 主要的功能模塊包括：啟動電路、過流過壓欠壓保護電路、反饋電路、整流電路。以下對各個模塊的原理和功能進行分析。電路原理圖如圖2所示。1．2．1 啟動電路 如圖2所示交流電由C16、L1、C15以及C14、C13進行低通濾波，其中C16、C15組成抗串模干擾電路，用於抑制正態雜訊；C14、C13、L1組成抗共模干擾電路，用於抑制共態雜訊干擾。它們的組合應用對電磁干擾由很強的衰減旁路作用。濾波後的交流電壓經D1～D4橋式整流以及電解電容C1、C2濾波後變成3lOV的脈動直流電壓，此電壓經R1降壓後給C8充電，當C8的電壓達到UC3842的啟動電壓門檻值時，UC3842開始工作並提供驅動脈沖，由腳6輸出推動開關管工作。隨著UC3842的啟動，R1的工作也就基本結束，餘下的任務交給反饋繞組，由反饋繞組產生電壓給UC3842供電。由於輸入電壓超過了UC3842的工作，為了避免意外，用D10穩壓管限定UC3842的輸入電壓，否則將出現UC3842被損壞的情況。1．2．2 短路過流、過壓、欠壓保護電路 由於輸入電壓的不穩定，或者一些其他的外在因素，有時會導致電路出現短路、過壓、欠壓等不利於電路工作的現象發生，因此，電路必須具有一定的保護功能。如圖2所示，如果由於某種原因，輸出端短路而產生過流，開關管的漏極電流將大幅度上升，R9兩端的電壓上升，UC3842的腳3上的電壓也上升。當該腳的電壓超過正常值0．3V達到1V(即電流超過1．5A)時，UC3842的PWM比較器輸出高電平，使PWM鎖存器復位，關閉輸出。這時，UC3842的腳6無輸出，MOS管S1截止，從而保護了電路。如果供電電壓發生過壓(在265V以上)，UC3842無法調節占空比，變壓器的初級繞組電壓大大提高，UC3842的腳7供電電壓也急劇上升，其腳2的電壓也上升，關閉輸出。如果電網的電壓低於85V，UC3842的腳1電壓也下降，當下降lV(正常值是3．4V)以下時，PWM比較器輸出高電平，使PWM鎖存器復位，關閉輸出。如果人為意外地將輸出端短路，這時輸出電流將成倍增大，使得自動恢復開關RF內部的熱量激增，它立即斷開電路，起到過壓保護作用。一旦故障排除，自動恢復開關RF在5s之內快速恢復阻抗。因此，此電路具有短路過流、過壓、欠壓三重保護。1．2．3 反饋電路 反饋電路採用精密穩壓源TL431和線性光耦PC817。利用TL43l可調式精密穩壓器構成誤差電壓放大器，再通過線性光耦對輸出進行精確的調整。如圖2所示，R4、R5是精密穩壓源的外接控制電阻，它們決定輸出電壓的高低，和TL431一並組成外部誤差放大器。當輸出電壓升高時，取樣電壓VR7也隨之升高，設定電壓大於基準電壓(TL431的基準電壓為2．5V)，使TL431內的誤差放大器的輸出電壓升高，致使片內驅動三極體的輸出電壓降低，也使輸出電壓Vo下降，最後Vo趨於穩定；反之，輸出電壓下降引起設置電壓下降，當輸出電壓低於設置電壓時，誤差放大器的輸出電壓下降，片內的驅動三極體的輸出電壓升高，最終使得UC3842的腳1的補償輸入電流隨之變化，促使片內對PWM比較器進行調節，改變占空比，達到穩壓的目的。R7、R8的阻值是這樣計算的：先固定R7的阻值，再計算R8的阻值，即 1．2．4 整流濾波電路 輸出整流濾波電路直接影響到電壓波紋的大小，影響輸出電壓的性能。開關電源輸出端中對波紋幅值的影響主要有以下幾個方面。 (1)輸入電源的雜訊，是指輸入電源中所包含的交流成分。解決的方案是在電源輸入端加電容C5，以濾除此雜訊干擾。 (2)高頻信號雜訊，開關電源中對直流輸入進行高頻的斬波，然後通過高頻的變壓器進行傳輸，在這個過程中，必然會摻人高頻的雜訊干擾。還有功率管器件在開關的過程中引起的高頻雜訊。對於這類高頻雜訊的解決方案是在輸出端採用π型濾波的方式。濾波電感採用150μH的電感，可濾除高頻雜訊。 (3)採用快速恢復二極體D6、D7整流。基於低壓、功耗低、大電流的特點，有利於提高電源的效率，其反向恢復時間短，有利於減少高頻雜訊。
並聯整流二極體減小尖峰電壓 在大功率的整流電路中，次級整流橋電路存在較大雜散電感，輸出整流管在換流時，由於電路中存在寄生振盪，整流管會承受較大的尖峰電壓，尖峰電壓的存在提高了對整流二極體的耐壓要求，也將帶來額外的電路損耗。整流橋的寄生振盪產生於變壓器的漏感(或附加的諧振電感)與變壓器的繞組電容和整流管的結電容之間。 當副邊電壓為零時，在全橋整流器中4隻二極體全部導通，輸出濾波電感電流處於自然續流狀態。而當副邊電壓變化為高電壓Vin/K(K為變壓器變比)時，整流橋中有兩只二極體要關斷，兩只二極體繼續導通。這時候變壓器的漏感(或附加的諧振電感)就開始和關斷的整流二極體的電容諧振。即使採用快恢復二極體，二極體依然會承受至少兩倍的尖峰電壓，因此，必須採用有效的緩沖電路，有許多文獻對此作了研究，歸納起來有5種方式：RC緩沖電路，RCD緩沖電路，主動箝位緩沖電路，第三個繞組加二極體箝位緩沖電路，原邊側加二極體箝位緩沖電路。在這里提出另一種減小二極體尖峰電壓有效的方法：即整流二極體並聯，其具體的電路圖如圖3所示。 並且這種方法在大功率全橋移相DC／DC電源變換器的項目中得到了應用，實驗波形驗證了該方法，實驗結果如圖4所示，其中圖4(a)是整流橋電壓波形，可以看出，由於變壓器的漏感和二極體的結電容以及變壓器的繞組電容之間發生的高頻振盪，使二極體存在很高的尖峰電壓；圖4(b)是採用並聯整流二極體之後整流橋電壓波形，明顯尖峰電壓減小很多，驗證了該方法的有效性。實驗結果及分析 對設計的電路進行了實驗，圖5示出了實驗波形。圖5(a)上波形為UC3842的腳4三角波振盪波形，下波形為UC3842的腳6驅動開關管的PWM波；圖5(b)上波形為滿載時輸出電壓直流分量Vdc，下波形為交流紋波Vripp。
UC3842是一種高性能的固定頻率電流型控制器，單端輸出，可直接驅動晶體管和MOSFET，具有管腳數量少、外圍電路簡單、安裝與調試簡便、性能優良、價格低廉等優點，在100W以下的開關電源中有很好的應用前景。 詳細： http://www.jdzj.com/diangong/article/2009-8-12/11597-1.htm
5. 國內外對開關電源參數優化的發展狀況如何那
國內外開關電源發展狀況，主要表現在以下幾個方面。
1. 高性能碳化硅（SiC）功率半導體器件
可以預見，碳化硅將是21世紀最可能成功應用的新型功率半導體器件材料，其優點是：禁帶寬，工作溫度高（可達600°C），通態電阻小，導熱性能好，漏電流極小，PN結耐壓高等等。
2. 高頻磁技術
高頻開關變換器中用了多種磁元件，有許多基本問題要研究。
（1）隨著開關電源的高頻化，在低頻下可以忽略的某些寄生參數，在高頻下將對某些電路性能（如開關尖峰能量、雜訊水平等）產生重要影響。尤其是磁元件的渦流、漏電感、繞組交流電阻Rac和分布電容等，在低頻和高頻下的表現有很大不同。高頻磁技術理論作為學科前沿問題，仍受到人們的廣泛重視，如：磁心損耗的數學建模，磁滯回線的模擬建模，高頻磁元件的計算機模擬建模和CAD、高頻變壓器一維和二維模擬模型等。有待研究的問題還有：高頻磁元件的設計決定了高效率開關電源的性能、損耗分布和波形等，人們希望給出設計准則、方法、磁參數和結構參數與電路性能的依賴關系，明確設計的自由度與約束條件等。
（2）對高頻磁性材料有如下要求：損耗小，散熱性能好，磁性能優越。適用於兆赫級頻率的磁性材料為人們所關注，如5~6µm超薄鈷基非晶態磁帶，1MHz（Bm=0.1T）時，損耗僅為0.7~1W/cm3，是MnZn高頻鐵氧體的1/3~1/4。納米結晶軟磁薄膜也在研究。
（3）研究將鐵氧體或其他薄膜材料高密度集成在矽片上。或硅材料集成在鐵氧體上，是一種磁電混合集成技術。磁電混合集成還包括利用電感箔式繞組層間分布電容實現磁元件與電容混合集成等。
3. 新型電容器
研究開發適合於功率電源系統用的新型電容器和超級大電容。要求電容量大、等效電阻（ESR）小、體積小等。據報道，美國在20世紀90年代末，已開發出330µF新型固體鉭電容，其ESR有顯著下降。
4. 功率因數校正AC-DC開關變換技術
一般高功率因數AC-DC電源由兩級組成：在DC-DC變換器前加一級前置功率因數校正器，至少需要兩個主開關管和兩套控制驅動電路。這樣對於小功率開關電源說，總體效率低、成本高。
對輸入端功率因數要求不特別高的情況，用PFC和變換器組合電路構成小功率AC-DC開關電源，只用一個主開關管，可使PF校正到0.8以上，稱為單管單級PF校正AC-DC變換器，簡稱為S4。例如一種隔離式S4PF校正AC/DC變換器，前置功率因數校正器用DCM運行的Boost變換器，後置電壓調節器主電路為反激變換器，按CCM或DCM運行；兩級電路合用一個主開關管。
5. 高頻開關電源的電磁兼容研究
高頻開關電源的電磁兼容問題有特殊性。通常，它涉及到開關過程產生的di/dt和dv/dt，引起強大的傳導型電磁干擾和諧波干擾。有些情況還會引起強電磁場輻射。不但嚴重污染周圍電磁環境，對附近的電氣設備造成電磁干擾，還可能危及附近操作人員的安全。同時，開關電源內部的控制電路也必須能承受主電路及工業應用現場電磁雜訊的干擾。由於上述特殊性和測量上的具體困難，專門針對開關電源電磁兼容的研究工作，目前還處於起始階段。顯然，在電磁兼容領域，存在著許多交叉科學的前沿課題有待人們研究。如：典型電路與系統的近場、傳導干擾和輻射干擾建模；印製電路板和開關電源EMC優化設計軟體；低中頻、超音頻及高頻強磁場對人體健康的影響；大功率開關電源EMC測量方法的研究等。
6. 開關電源的設計、測試技術
建模、模擬和CAD是一種新的、方便且節省的設計工具。為模擬開關電源，首先要進行模擬建模。模擬模型中應包括電力電子器件、變換器電路、數字和模擬控制電路，以及磁元件和磁場分布模型，電路分布參數模型等，還要考慮開關管的熱模型、可靠性模型和EMC建模。各種模型差別很大，因此建模的發展方向應當是：數字-模擬混合建模；混合層次建模；以及將各種模型組成一個統一的多層次模型（類似一個電路模型，有方塊圖等）；自動生成模型，使模擬軟體具有自動建模功能，以節約用戶時間。在此基礎上，可建立模型庫。
開關電源的CAD，包括主電路和控制電路設計、器件選擇、參數優化、磁設計、熱設計、EMI設計和印刷電路板設計、可靠性預估、計算機輔助綜合和優化設計等。用基於模擬的專家系統進行開關電源的CAD，可使所設計的系統性能最優，減少設計製造費用，並能做可製造性分析，是21世紀模擬和CAD技術的發展方向之一。現在國外已開發出設計DC-DC開關變換器的專家系統和模擬用MATSPICE軟體。
此外，開關電源的熱測試、EMI測試、可靠性測試等技術的開發、研究與應用也是應大力發展的。
7. 低電壓、大電流的開關電源開發
(1)低電壓、大電流的開關變換器的要求
數據處理系統的速度和效率日益提高，新一代微處理器的邏輯電壓低達1.1~1.8V，而電流達50~100A，其供電電源——低電壓、大電流輸出DC-DC變換器模塊，又稱為電壓調整器模塊（VRM）。新一代微處理器對VRM的要求是：輸出電壓很低，輸出電流大，電流變化率高，響應快等。
①為降低IC的電場強度和功耗，必須降低微處理器供電電壓，因此VRM的輸出電壓要從傳統的3V左右降低到小於2V，甚至1V。
②運行時，電源輸入電流>100A，由於寄生L、C參數，電壓擾動大，應盡量減小L。
③微處理器起停頻繁，不斷從休眠狀態啟動，工作，再進入休眠狀態。因此要求VRM電流從0突變到50A，又突降到0，電流變化率達5A/ns。
④設計時應控制擾動電壓≤10%，允許輸出電壓變化±2%。
(2)採用波形交錯技術
線路的寄生阻抗、電容的ESR和ESL對VRM在負載變化過程中的電壓調整影響很大。必須研製高頻、高功率密度和快速的新型VRM。現在已有多種拓撲問世，如：同步整流Buck變換器（用功率MOS管替代開關二極體）；為防止電流大幅度變化時由於高頻寄生參數引起輸出電壓擾動，有文獻介紹採用多輸入通道或稱多相DC-DC變換器，應用波形交錯(Interleaving)技術，保證VRM輸出紋波小，改善輸出瞬態響應，並可減小輸出濾波電感和電容。
(3)電壓紋波與沖擊電壓問題
①電壓紋波與ESR。對於電壓在1V以下、電流在100A以上的負載，其負載電阻在10mΩ以下，低於濾波電容的內部等效串聯電阻，會出現電壓紋波問題。現在，假設可以通過升降壓或升壓型變換器實現這種電源，但流過電容的紋波電流在100A以上，效率小於50%。對此，降壓型變換器中含有串聯濾波電感，可抑制紋波電流。但是，負載電阻與ESR相當，紋波電流分別流過電容和負載，其動作模式和目前的濾波電路不同。
為探討紋波電壓動作模式，首先給出等效電路進行模擬。模擬中根據Crc的值，有四種動作模式的紋波電壓。電壓紋波值與rc/R的變化關系曲線，也有四種動作模式，C越大，紋波率就越小。為進一步降低低壓大電流輸出電壓紋波，即減小濾波電容ESR值，必須採取一定的方法和策略。
②負載突變引起的沖擊電壓。對於數字電路的負載，為快速響應各種模式的轉換，輸出電壓相應於負載變化的瞬態響應特性就顯得非常重要。此時，如果電流的變化率大，沖擊產生時間比開關周期Ts短，則很難期待由反饋而帶來的輸出電壓穩定效果。目前技術還沒有辦法，正處於模擬研究階段。
(4)探尋省略濾波電容的可能性
如果因負載急變引起輸出電壓波動，波動持續時間超過開關周期的話，通過反饋可在一定程度上進行調整，LC濾波電路對此電壓調整效果起決定作用。為達到電壓調整目的，必須提高開關頻率，減小L和C值，讓截止頻率盡量向高域端延伸。有人考慮用兩個非對稱逆變器（帶變壓器）輸出雙相方波，每個逆變器的輸出電壓通過半波整流接向共同的負載，將截止頻率延伸至高域端。
開關頻率由MOSFET的開關時間所決定，為了提高開關效率，使超過其極限值，在實用中可採用多相開關方式等效提高開關頻率的方法。但是，相數也有限制。另外，變化的原因僅在於負載一側，讓截止頻率盡量低也非常有效。為達到此目的，使用電氣雙層電容濾波器可能是今後的發展方向。當然，為此必須考慮怎樣同時降低雙層電容器的等效串聯電阻和等效串聯電感。
(5)攜帶型設備與燃料電池
對於手提電腦、手機、數碼相機等攜帶型電器，電源是出問題最多的部分。攜帶型設備的電源一直以來是傳統電池的天下，傳統電池在輕便與長時使用性方面，還不能充分滿足用戶的要求。為此，由固體高分子材料構成的燃料電池最近引起了大家的關注。燃料電池是以甲醇為燃料，鉑為催化劑，其構造為電極間夾電解質膜，能量密度可做到鋰電池的10倍。100°C以下的工作溫度包括在常溫下可以發電，單節電壓大概為1~2V。本來用氫作燃料最理想，但從實用出發，用甲醇和鉑催化劑的組合較方便。不過其對於負載變化的跟隨性有問題，因此為保護電極，需要與電容組合使用。
燃料電池的優點是維護方便，可長時間使用。電能不足時，僅補充燃料即可，不需要長時間充電。
以上就低壓、大電流開關電源為中心，對開關電源的未來技術發展方向進行了論述。按照摩爾定律，每18個月IC的集成度會增加2倍，因此很難斷定電壓會降低到何種程度為止。如果這種趨勢無限制的持續下去，可以預想對電源的要求會越來越高。要滿足這些要求，首先以開發新的半導體和電容為前提，另外從電路角度來建立元器件微細結構模型也可能成為解決問題的關鍵點。因此，今後在各種層面上打破學科界線進行協同研究的必要性會越來越高。
8. 低電壓、大電流DC-DC變換器模塊
6. rlc電路諧振特性的研究,為什麼要保持電路電壓不變
串聯時，電流只有一個迴路，電流大小等於迴路電壓除以阻抗。電流不可能大於電回源輸出電流（等於答該電流）。而電容和電感上的電壓互為相反，迴路電壓等於這兩個電壓差值加上電阻壓降。因此串聯諧振是電壓諧振而不是電流諧振。
並聯時，負載電壓只有一個，電流迴路有兩個，電壓與電源相同，電容電流與電感電流的差值等於電源電流。因此這是電流諧振。
串聯諧振電路當然可以做升壓變壓器：當電容與電感的阻抗值接近時這兩個阻抗壓降可達到非常高的數值。電氣試驗中大型變壓器交流試驗就有利用此原理提高被試變壓器的試驗電壓的（變壓器對地相當於大電容，串以計算好的電感，當給定0-200-380伏時就可得到數千到一萬伏電壓）。
不過，計算電容電感一定要准確，否則太高電壓是非常危險的。升壓不能一下到位，必須用調壓器一點一點地升。
7. 大學物理實驗 RC串聯電路特性研究中，研究RC串聯電路的相頻特性時，知道了信號電源電壓和電阻電壓兩
其實這個問題你可以這樣考慮，知道電阻和電容的大小，那麼電路的時間常數就知道了，題目中連電源電壓和電阻電壓的時間差也告訴你了，所以時間常數不用算也行。電源電壓的波形肯定是已知的，這樣也就知道了其周期，根據電源電壓周期和時間差，你畫兩個波形圖也就知道了相位差。你想想是不是這樣，不懂的地方歡迎討論。
8. rcl串聯電路特性研究交流電路中測電壓要注意什麼
注意電壓表的選擇：
1、如果是測頻率諧振，要使用高頻電壓表，否則誤差較大。
2、注意量程選擇，諧振是電感、電容兩端可能會有數倍於外加電源電壓的高壓出現。
9. 我的蘋果筆記本電源一直插著對電池有壞處嗎有人說一直插著好，有人說充滿了就得拔。
插入交流電時，要把電池拿下來，以防止反復充放電嗎？
我給你的建議是：不用！當然，你可以拿鋰離子電池的自然放電來反駁我，說在電池自然放電後，如果有電源接入會出現反復充放電的情況，減少了電池的使用壽命。而我給你「不用」這答案的理由有以下幾個：
1.現在筆記本的電源控制電路都設計了這個特性：就是當電池電量達到90%（如HP的大部分機型）或95%才會充電，而通過自然放電達到這個容量的時間為2周到一個月，當電池閑置不用一個月左右要進行完全充放電以維持電池的容量，這個時候你應該關心的是電池應該鍛煉一下身體而不是被閑置後的再次充電。
2.就算電池「不幸」被再次充電，帶來的損失也不會比長時間不用電池造成的電量下降大多少。
3.你的數據要比你的電池甚至你的筆記本都珍貴得多，突然斷電不但對你的筆記本有傷害，無法挽回的數據才是後悔也來不及的。
10. 基於TL494的DC-DC升壓型開關電源
李睿智
學號19021211293
【嵌牛導讀】隨著科技的高速發展，電子產品與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子產品都離不開可靠的電源。開關電源則以功耗小、效率高、體積小、重量輕的優勢成為研究的熱門。因此，提高對開關電源的研究就顯得至關重要了。本文介紹了一種基於TL494的DC-DC升壓型開關電源電路，該電路採用TL494電源控制晶元及其外圍電路產生PWM波，並通過PWM波的占空比控制開關管的導通時間，實現不同電壓的穩定輸出。經過初步的計算，合理的選擇了電路中的開關管，儲能電感，濾波電容和續流二極體的參數。實驗結果證明，該升壓電路的效率高於80%，具有良好的電壓調整率和負載調整率。
【嵌牛鼻子】DC-DC升壓型開關電源、PWM波、開關管
【嵌牛提問】電子產品在人類的生活中起著日益重要的作用，而電子產品都離不開可靠的電源，如何設計製作出既安全、效率又高的電源呢？這成為人們越來越關心的話題。
【嵌牛正文】
1 ．引言
隨著現代電子技術的迅速發展，電子產品對電源的要求也越來越高。電源的發展經歷了從線性電源、相控電源再到開關電源的發展歷程，而開關電源則以其開關頻率高、體積小、效率高、可靠性高等特點占據著主導地位[1]。1955 年美國的羅耶 ( Roger G H)首次提出了自激振盪推挽晶體管直流變換器[2]，為開關電源的研究打下了理論基礎。20世紀60年代，各種開關電源的拓撲電路已經較為成熟。改革開放以後，我國的開關電源技術也得到了長足的進步，並向著高頻化、高效率，模塊化等特點發展。
該電路選用TL494電源晶元作為整個電路的控制器，並搭建其外圍電路，構成產生PWM波的控制電路。通過調節PWM波的占空比控制開關管的關斷導通時間，從而達到升壓的目的。最後，通過對開關管，儲能電感，濾波電容和續流二極體參數的優化，使電路具有較高的效率，良好的電壓調整率和負載調整率。
2 ．DC-DC升壓型開關電源的基本原理
2.1 DC-DC開關電源的種類
開關電源的種類很多，按輸入/輸出有無隔離的角度，可以分為隔離式與非隔離式兩大類型。隔離型的DC-DC開關電源可分為單端正激式、單端反激式、雙端半橋、雙端全橋等，非隔離型的又可分為降壓式、升壓式、極性反轉式等[3]。本電路為非隔離型的DC-DC開關電源。
2.2 DC-DC開關電源的主電路
圖2.2所示是DC-DC升壓型開關電源的主電路，它的主要構成元器件包括開關管T，儲能電感L、續流二極體D和濾波電容C[4]。
該電路採用的是並聯式的結構，既在主迴路中開關管T與輸出端負載RL並聯。由PWM波控制開關管的關斷導通時間，高電平時開關管導通，由於導通壓降很小，所以續流二極體D截止，此時Ui通過開關管對電感器L充電，負載RL靠電容C中存儲的電能供電。低電平時開關管關斷，此時續流二極體D導通，Ui與電感器L產生的感應電勢正向疊加後，通過續流二極體D對電容器C充電，並同時對負載RL供電。
由以上分析可見，並聯式的開關電源電路可以使輸出電壓高於輸入電壓，既可實現DC-DC升壓的功能。
2.3 DC-DC 開關電源的調制方式
2.3.1 脈沖頻率調制
脈沖頻率調制PFM（全稱為Pulse Frequency Molation），是指脈沖寬度不變，只通過調節工作頻率的方式來改變占空比[5]。這種脈沖調制方式電路復雜，難以實現。
2.3.2 脈沖寬度調制
脈沖寬度調制PWM（全稱為Pulse Width Molation），是指脈沖頻率不變，只通過改變脈沖寬度的方式來改變占空比[6]。
這種脈沖調制方式常用在開關型的穩壓電路中，在不改變電路輸出PWM波頻率的情況下，通過電壓反饋電路，調節輸出PWM波的寬度[7]。電壓反饋電路的工作原理是：當輸入電壓增大時，取樣電阻輸出的采樣電壓也將增大，並在比較放大器和基準電壓進行比較，通過放大器輸出的信號去控制PWM產生器，使輸出脈沖占空比減小，輸出電壓保持穩定。反之，當輸入電壓減小時，PWM產生器輸出脈沖占空比增大，輸出電壓仍可以保持穩定。
3 ．電源控制晶元TL494及其外圍電路的設計
3.1 集成脈寬調制晶元TL494的介紹
如圖3.1所示為TL494晶元的引腳圖和內部結構，TL494是一種固定頻率脈寬調制集成電路，內部集成了大部分的脈寬調制電路，幾乎包含了開關電源控制所需的全部功能，廣泛應用於各種開關電源中[8]。其內部置有兩個誤差放大器，1、2 引腳為誤差放大器1的正負輸入端，16、15 引腳為誤差放大器2的正負輸入端。3引腳為相位校正和增益控制端，4引腳為死區電平控制端。其內置有線性鋸齒波振盪器，5、6引腳處可外置一個電容和一個電阻兩個振盪元件。7引腳為接地，8、9引腳分別為三極體Q1的集電極和發射極，10、11引腳分別為三極體Q2的發射極和集電極，12引腳為電源VCC,13引腳為輸出PWM波模式控制端，14引腳為內部5V基準電壓輸出端。
3.2 TL494晶元的外圍電路
其工作頻率可通過外接電阻RT和外接電容CT確定。其計算公式如下:
f=1.1/（RT˙CT）
電阻RT的值選為22kΩ，電容CT的值選為1nF，計算得工作頻率為50kHZ，既輸出PWM波的頻率50kHZ。
13引腳為輸出PWM波模式控制端，當該引腳為高電平時，兩個三極體推挽輸出，最大占空比只有48%。為了提高輸出能力，將13引腳接地，這使得觸發器不起作用，兩個三極體輸出相同，最大占空比可達到96%。為了提高驅動能力，將兩個三級管並聯輸出，8、11引腳接電源，9、10引腳並聯後作為PWM波輸出端。
1引腳為反饋信號輸入端，為了保持輸出電壓的穩定性，將該引腳接到電路的輸出端，同時將2引腳接入參考電壓，參考電壓的值由14引腳的5V基準電壓經過電阻R3，RP2和R4組成的分壓電路提供，一般調節可調電阻RP2的值，使參考電壓的值在2.2V-2.3V之間。2、3引腳之間的C2、R5和R6構成的RC網路，可調節誤差放大器1的增益和改善開關電源的動態性能，16引腳用作過流保護的輸入端，可直接將地反饋給該引腳，使過流保護的作用更佳。
4 ．開關電源主要元器件參數的選擇
4.1 開關管T的參數選擇
開關管T在電路中承受的最大電壓是1.1×1.2U0（U0為輸出電壓），在實際工程中選擇開關管時，應保證有足夠的餘量，通常選擇2~3倍的1.1×1.2U0。開關管T的最大工作電流，通常選擇2~3倍的Ii（Ii為輸入電壓）[9]。在綜合考慮開關管的最高開關頻率，導通電阻和驅動電路等關鍵指標的情況下，本電路選擇TP75N75，該開關管的最大VDS=75V，最大ID=75A，導通電阻僅8mΩ，其餘量完全能夠滿足實際電路的需求。
4.2 儲能電感L的參數選擇
穩壓電源工作時，流過電感的電流由直流平均值和紋波分量兩部分組成。紋波分量是三角波，設其增量為ΔI，則
則根據電感選擇公式[10]，得
因為開關頻率f為50kHZ，通過計算得電感L的值為50μH左右，在實際工程中為保證充分餘量，通常選用100μH/2A的電感，在實際製作的過程中發現自行繞制的電感效果不是太好，所以建議最好購買正規產商生產的電感。
4.3 濾波電容C的參數選擇
在VT導通的TON期間內，由濾波電容C 給負載供電，設此期間C上的電壓降為△U0（△U0為紋波電壓）。則
又
所以
因為開關頻率f為50kHZ，同時為了盡量減小輸出電壓的紋波，所以濾波電容C取2200μF/50V，保證了充分的餘量。
4.4 續流二極體D的參數選擇
在電路中續流二極體的主要作用是開關管導通時，續流二極體D截止，電容C對負載供電；開關管關斷時，續流二極體D導通，Ui與電感L通過續流二極體D對電容器C充電，並同時對負載RL供電。所以D的最大反向電壓為U0，流過的最大電流是輸入電流II，此外續流二極體還需滿足開關頻率高，導通電阻小的要求，通常選用肖特基二極體，本電路選擇三端肖特基二極體MBR60100CT，其最大反向工作電壓為100V，最大工作電流為60A，保證了充分的餘量。
5 ．開關電源電路的測試與相關數據計算
5.1 實驗電路的原理圖繪制
5.2 實驗電路的PCB圖繪制
在繪制PCB圖時，應盡量把電源線和地線布粗，這樣可以減少損耗，並且可以使電路過大電流。為了畫圖的方便以及節約空間，信號線則可以細點。另外，若焊接電路板時背面需要用導線連接，靠近輸入輸出處的導線應使用粗線，避免分流，反饋線可使用較細的導線。
5.3 實驗電路相關參數的測試
5.3.1 負載調整率（輸入電壓UI為10V，輸出電壓UO為20V）
表5.3.1 負載調整率
所以負載調整率為：（20.00-19.59）/20≈2%。
5.3.2 電壓調整率（輸出電壓UO為20V，輸出端負載R不變）
表5.3.2 電壓調整率
所以電壓調整率為：（20.15-19.86）/20=1.45%。
5.3.3 升壓電路的效率
表5.3.3升壓電路的效率
5.4 實驗結果分析
綜上實驗數據可得，本升壓電路可以實現最高36V的輸出，最大輸出電流可達1.6A，效率高於86%，負載調整率約為2%，電壓調整率為1.45%，並且具有過壓保護和過流保護的能力。
6 ．總結
本文介紹了一種基於TL494的DC-DC升壓型開關電源電路。在製作的過程中，採用非隔離型的DC-DC開關電源主電路，通過電壓反饋調節PWM波的占空比，實現輸出電壓的穩定。並通過對開關管T、儲能電感L、濾波電容C和續流二極體D的參數選擇，使該電路達到最佳的性能指標。最後，對電路的負載調整率、電壓調整率、效率進行測試。從實驗結果可得，該電路實現了從(15V~20V)到(18V~36V)的升壓功能，具有效率較高，良好的負載調整率和電壓調整率的特點，且性能穩定，抗干擾能力強。
參考文獻
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