壓擴電路

『壹』 數字信號和模擬信號區別

(1)抗干擾能力強、無雜訊積累。在模擬通信中，為了提高信噪比，需要在信號傳輸過程中及時對衰減的傳輸信號進行放大，信號在傳輸過程中不可避免地疊加上的雜訊也被同時放大。隨著傳輸距離的增加，雜訊累積越來越多，以致使傳輸質量嚴重惡化。�

對於數字通信，由於數字信號的幅值為有限個離散值(通常取兩個幅值)，在傳輸過程中雖然也受到雜訊的干擾，但當信噪比惡化到一定程度時，即在適當的距離採用判決再生的方法，再生成沒有雜訊干擾的和原發送端一樣的數字信號，所以可實現長距離高質量的傳輸。�

(2)便於加密處理。信息傳輸的安全性和保密性越來越重要，數字通信的加密處理的比模擬通信容易得多，以話音信號為例，經過數字變換後的信號可用簡單的數字邏輯運算進行加密、解密處理。

(3)便於存儲、處理和交換。數字通信的信號形式和計算機所用信號一致，都是二進制代碼，因此便於與計算機聯網，也便於用計算機對數字信號進行存儲、處理和交換，可使通信網的管理、維護實現自動化、智能化。�

(4)設備便於集成化、微型化。數字通信採用時分多路復用，不需要體積較大的濾波器。設備中大部分電路是數字電路，可用大規模和超大規模集成電路實現，因此體積小、功耗低。�

(5)便於構成綜合數字網和綜合業務數字網。採用數字傳輸方式，可以通過程式控制數字交換設備進行數字交換，以實現傳輸和交換的綜合。另外，電話業務和各種非話業務都可以實現數字化，構成綜合業務數字網。�

(6)佔用信道頻帶較寬。一路模擬電話的頻帶為4kHz帶寬，一路數字電話約佔64kHz，這是模擬通信目前仍有生命力的主要原因。隨著寬頻帶信道(光纜、數字微波)的大量利用(一對光纜可開通幾千路電話)以及數字信號處理技術的發展(可將一路數字電話的數碼率由64kb/s壓縮到32kb/s甚至更低的數碼率)，數字電話的帶寬問題已不是主要問題了。

以上介紹可知，數字通信具有很多優點，所以各國都在積極發展數字通信。近年來，我國數字通信得到迅速發展，正朝著高速化、智能化、寬頻化和綜合化方向邁進。�

數字信號的產生
(1)模擬信號�

信號波形模擬著信息的變化而變化，模擬信號其特點是幅度連續(連續的含義是在某一取值范圍內可以取無限多個數值)。模擬信號，其信號波形在時間上也是連續的，因此它又是連續信號。模擬信號按一定的時間間隔T抽樣後的抽樣信號，由於其波形在時間上是離散的，它又叫離散信號。但此信號的幅度仍然是連續的，所以仍然是模擬信號。電話、傳真、電視信號都是模擬信號。��

(2)數字信號

數字信號其特點是幅值被限制在有限個數值之內，它不是連續的而是離散的。二進碼，每一個碼元只取兩個幅值(0，A)：四進碼，每個碼元取四(3、1、－1、－3)中的一個。這種幅度是離散的信號稱數字信號。

信號數字化過程
信號的數字化需要三個步驟：抽樣、量化和編碼。抽樣是指用每隔一定時間的信號樣值序列來代替原來在時間上連續的信號，也就是在時間上將模擬信號離散化。量化是用有限個幅度值近似原來連續變化的幅度值，把模擬信號的連續幅度變為有限數量的有一定間隔的離散值。編碼則是按照一定的規律，把量化後的值用二進制數字表示，然後轉換成二值或多值的數字信號流。這樣得到的數字信號可以通過電纜、微波干線、衛星通道等數字線路傳輸。在接收端則與上述模擬信號數字化過程相反，再經過後置濾波又恢復成原來的模擬信號。上述數字化的過程又稱為脈沖編碼調制。

抽樣�

話音信號是模擬信號，它不僅在幅度取值上是連續的，而且在時間上也是連續的。要使話音信號數字化並實現時分多路復用，首先要在時間上對話音信號進行離散化處理，這一過程叫抽樣。所謂抽樣就是每隔一定的時間間隔T，抽取話音信號的一個瞬時幅度值(抽樣值)，抽樣後所得出的一系列在時間上離散的抽樣值稱為樣值序列，如圖2－４所示。抽樣後的樣值序列在時間上是離散的，可進行時分多路復用，也可將各個抽樣值經過量化、編碼變換成二進制數字信號。理論和實踐證明，只要抽樣脈沖的間隔T≤12fm(或≥2fm)(fm是話音信號的最高頻率)，則抽樣後的樣值序列可不失真地還原成原來的話音信號。��

例如，一路電話信號的頻帶為300～3400Hz，fm=3400Hz，則抽樣頻率fs≥2×3400=6800Hz。如按6800Hz的抽樣頻率對300～3400Hz的電話信號抽樣，則抽樣後的樣值序列可不失真地還原成原來的話音信號，話音信號的抽樣頻率通常取8000Hz/s。對於PAL制電視信號。視頻帶寬為6MHz，按照CCIR601建議，亮度信號的抽樣頻率為13.5MHz，色度信號為6.75MHz。�

量化

抽樣把模擬信號變成了時間上離散的脈沖信號，但脈沖的幅度仍然是模擬的，還必須進行離散化處理，才能最終用數碼來表示。這就要對幅值進行舍零取整的處理，這個過程稱為量化。量化有兩種方式，示於圖2－5中。圖2－5(a)所示的量化方式中，取整時只舍不入，即0～1伏間的所有輸入電壓都輸出0伏，1～2伏間所有輸入電壓都輸出1伏等。採用這種量化方式，輸入電壓總是大於輸出電壓，因此產生的量化誤差總是正的，最大量化誤差等於兩個相鄰量化級的間隔Δ。圖(b)所示的量化方式在取整時有舍有入，即0～0.5伏間的輸入電壓都輸出0伏，0.5～1�5伏間的輸出電壓都輸出1伏等等。採用這種量化方式量化誤差有正有負，量化誤差的絕對值最大為Δ/2。因此，採用有舍有入法進行量化，誤差較小。

實際信號可以看成量化輸出信號與量化誤差之和，因此只用量化輸出信號來代替原信號就會有失真。一般說來，可以把量化誤差的幅度概率分布看成在-Δ/2～+Δ/2之間的均勻分布。可以證明，量化失真功率�，即與最小量化間隔的平方成正比。最小量化間隔越小，失真就越小。最小量化間隔越小，用來表示一定幅度的模擬信號時所需要的量化級數就越多，因此處理和傳輸就越復雜。所以，量化既要盡量減少量化級數，又要使量化失真看不出來。一般都用一個二進制數來表示某一量化級數，經過傳輸在接收端再按照這個二進制數來恢復原信號的幅值。所謂量化比特數是指要區分所有量化級所需幾位二進制數。例如，有8個量化級，那麼可用三位二進制數來區分，因為，稱8個量化級的量化為3比特量化。8比特量化則是指共有個量化級的量化。�

量化誤差與雜訊是有本質的區別的。因為任一時刻的量化誤差是可以從輸入信號求出，而雜訊與信號之間就沒有這種關系。可以證明，量化誤差是高階非線性失真的產物。但量化失真在信號中的表現類似於雜訊，也有很寬的頻譜，所以也被稱為量化雜訊並用信噪比來衡量。�

上面所述的採用均勻間隔量化級進行量化的方法稱為均勻量化或線性量化，這種量化方式會造成大信號時信噪比有餘而小信號時信噪比不足的缺點。如果使小信號時量化級間寬度小些，而大信號時量化級間寬度大些，就可以使小信號時和大信號時的信噪比趨於一致。這種非均勻量化級的安排稱為非均勻量化或非線性量化。數字電視信號大多採用非均勻量化方式，這是由於模擬視頻信號要經過校正，而校正類似於非線性量化特性，可減輕小信號時誤差的影響。�

對於音頻信號的非均勻量化也是採用壓縮、擴張的方法，即在發送端對輸入的信號進行壓縮處理再均勻量化，在接收端再進行相應的擴張處理。��

目前國際上普遍採用容易實現的A律13折線壓擴特性和μ律15折線的壓擴特性。我國規定採用A律13折線壓擴特性。�

採用13折線壓擴特性後小信號時量化信噪比的改善量可達24dB，而這是靠犧牲大信號量化信噪比(虧損12dB)換來的。�

編碼�

抽樣、量化後的信號還不是數字信號，需要把它轉換成數字編碼脈沖，這一過程稱為編碼。最簡單的編碼方式是二進制編碼。具體說來，就是用n比特二進制碼來表示已經量化了的樣值，每個二進制數對應一個量化值，然後把它們排列，得到由二值脈沖組成的數字信息流，整個過程見圖2－7。編碼過程在接收端，可以按所收到的信息重新組成原來的樣值，再經過低通濾波器恢復原信號。用這樣方式組成的脈沖串的頻率等於抽樣頻率與量化比特數的積，稱為所傳輸數字信號的數碼率。顯然，抽樣頻率越高，量化比特數越大，數碼率就越高，所需要的傳輸帶寬就越寬。��

除了上述的自然二進制碼，還有其他形式的二進制碼，如格雷碼和折疊二進制碼等，表2－1示出了這三種二進制碼。這三種碼各有優缺點：(1)自然二進制碼和二進制數一一對應，簡單易行，它是權重碼，每一位都有確定的大小，從最高位到最低位依次為，可以直接進行大小比較和算術運算。自然二進制碼可以直接由數/模轉換器轉換成模擬信號，但在某些情況，例如從十進制的3轉換為4時二進制碼的每一位都要變，使數字電路產生很大的尖峰電流脈沖。(2)格雷碼則沒有這一缺點，它在相鄰電平間轉換時，只有一位生變化，格雷碼不是權重碼，每一位碼沒有確定的大小，不能直接進行比較大小和算術運算，也不能直接轉換成模擬信號，要經過一次碼變換，變成自然二進制碼。(3)折疊二進制碼沿中心電平上下對稱，適於表示正負對稱的雙極性信號。它的最高位用來區分信號幅值的正負。折疊碼的抗誤碼能力強。

『貳』 什麼是壓擴處理

壓擴是PCM調制編碼中的概念，
在非線性量化中，采樣輸入信號幅度和量化輸出數據之間定義了兩種對應關系：一種稱為μ律壓擴演算法；一種成為A律壓擴演算法。
μ律壓擴
G.711標准建議的μ律壓擴主要用在北美和日本等地區的數字電話通信中，按下面的式子（歸一化）確定量化輸入和輸出的關系：
式中：x為輸入信號幅度，規格化成 -1≤< /SPAN> x≤ 1;
sgn(x)為x的極性，x<0時為-1，否則為1；
μ為確定壓縮量的參數，它反映最大量化間隔和最小量化間隔之比，取100≤μ≤ 500，現在多取μ=255。
由於μ律壓擴的輸入和輸出關系是對數關系，所以這種編碼又稱為對數PCM。具體計算時，用μ＝255，可以把對數曲線變成8條折線以簡化計算過程。
A律壓擴
G.711標准建議的A律壓擴主要用在中國大陸和歐洲等地區的數字電話通信中，按下面的式子確定量化輸入和輸出的關系：
0 ≤ | x| ≤ 1/A
1/A < |x| ≤ 1
式中：x為輸入信號幅度，規格化成 -1 ≤< /SPAN > x ≤ 1;
sgn(x)為x的極性，x<0時為-1，否則為1；
A為確定壓縮量的參數，它反映最大量化間隔和最小量化間隔之比，通常取A=87.6。
A律壓擴的前一部分是線性的，其餘部分與μ律壓擴相同。A律壓擴具有與μ律壓擴相同的基本性能（在大信號區信噪比高於μ律量化器，但在小信號區不如μ律量化器）和實現方面的優點，尤其是還可以用直線段很好地近似，以便於直接壓擴或數字壓擴，並易於與線性編碼格式相互轉換。具體計算時，A＝87.56，為簡化計算，同樣把對數曲線部分變成13條折線。

『叄』 電路如何傳播信息

1什麼是模擬信號2與數字信號的區別3數字傳輸
什麼是模擬信號
主要是與離散的數字信號相對的連續的信號。模擬信號分布於自然界的各個角落，如每天溫度的變化，而數字信號是人為的抽象出來的在時間上不連續的信號。電學上的模擬信號是主要是指幅度和相位都連續的電信號，此信號可以被模擬電路進行各種運算，如放大，相加，相乘等。
模擬信號是指用連續變化的物理量表示的信息，其信號的幅度，或頻率，或相位隨時間作連續變化，如目前廣播的聲音信號，或圖像信號等。
與數字信號的區別
(1)模擬信號與數字信號
不同的數據必須轉換為相應的信號才能進行傳輸：模擬數據一般採用模擬信號(Analog
Signal)，例如用一系列連續變化的電磁波(如無線電與電視廣播中的電磁波)，或電壓信號(如電話傳輸中的音頻電壓信號)來表示；數字數據則採用數字信號(Digital
Signal)，例如用一系列斷續變化的電壓脈沖(如我們可用恆定的正電壓表示二進制數1，用恆定的負電壓表示二進制數0)，或光脈沖來表示。
當模擬信號採用連續變化的電磁波來表示時，電磁波本身既是信號載體，同時作為傳輸介質；而當模擬信號採用連續變化的信號電壓來表示時，它一般通過傳統的模擬信號傳輸線路(例如電話網、有線電視網)來傳輸。
當數字信號採用斷續變化的電壓或光脈沖來表示時，一般則需要用雙絞線、電纜或光纖介質將通信雙方連接起來，才能將信號從一個節點傳到另一個節點。
(2)模擬信號與數字信號之間的相互轉換
模擬信號和數字信號之間可以相互轉換：模擬信號一般通過PCM脈碼調制(Pulse
Code
Molation)方法量化為數字信號，即讓模擬信號的不同幅度分別對應不同的二進制值，例如採用8位編碼可將模擬信號量化為2^8=256個量級，實用中常採取24位或30位編碼；數字信號一般通過對載波進行移相(Phase
Shift)的方法轉換為模擬信號。
計算機、計算機區域網與城域網中均使用二進制數字信號，目前在計算機廣域網中實際傳送的則既有二進制數字信號，也有由數字信號轉換而得的模擬信號。但是更具應用發展前景的是數字信號。
數字傳輸
圖所示為一簡單增量調制的模擬實驗原理圖。圖中的話音信號源採用了一個高斯雜訊源經過3KHz低通濾波器後的輸出來模擬。調整圖中的圖符5的增益可以改變差值Δ的大小。在接收端，解調器未使用與本地解調器一致的電路，直接使用積分器解調輸出。如果希望輸出波形平滑，可在積分器和輸出放大器之間加入一個低通濾波器，以濾除信號中的高頻成分。所示是輸入的模擬話音信號波形。是增量調制後的輸出波形。為經過積分器解調後的輸出波形。觀察可以比較輸入輸出波形之間的失真。
由理論分析可知，ΔM的量化信噪比與抽樣頻率成三次方關系，即抽樣頻率每提高一倍則量化信噪比提高9dB。通常ΔM的抽樣頻率至少16KHz以上才能使量化信噪比達到15dB以上。32KHz時，量化信噪比約為26dB左右，可以用於一般的通信質量要求。如果設信道可用的最小信噪比為15dB，則信號的動態范圍僅有11dB，遠遠不能滿足高質量通信要求的35-50dB的動態范圍，除非抽樣頻率提高到100KHz以上採用實用價值。上述理論分析的結論讀者可以通過改變模擬實驗的信號抽樣頻率觀察到。當抽樣頻率低於16KHz時，信號失真已十分明顯，當抽樣頻率為128KHz時失真較小。
改進ΔM動態范圍的方法有很多，其基本原理是採用自適應方法使量階Δ的大小隨輸入信號的統計特性變化而跟蹤變化。如量階能隨信號瞬時壓擴，則稱為瞬時壓擴ΔM，記作ADM。若量階Δ隨音節時間問隔（5一20ms）中信號平均斜率變化，則稱為連續可變斜率增量調制，記作CVSD。由於這種方法中信號斜率是根據碼流中連「1」或連「0」的個數來檢測的，所以又稱為數字檢測、音節壓擴的自適應增量調制，簡稱數字壓擴增量調制。圖9.20給出了數字壓擴增量調制的方框圖。
數字壓擴增量調制與普通增量調制相比，其差別在於增加了連「1」連「0」數字檢測電路和音節平滑電路。由於CVSD的自適應信息（即控制電壓）是從輸出碼流中提取的，所以接收端不需要發送端傳送專門的自適應信息就能自適應於原始信號，電路實現起來比較容易。對於數字壓擴增量調制感興趣的讀者可以在上述模擬實驗的基礎上加入連「1」連「0」數字檢測電路和音節平滑電路，重新模擬並觀察改善情況。
參考資料：
http://ke..com/view/38288.html

『肆』 視頻門禁對講機的頻射門禁對講主機原理

01、中頻接收部分的原理？一中頻？二中頻是多少？採用二次變頻超外差方式,第一中頻49.95MHZ,第二中頻450KHZ。
02、RF接收的MPF調諧原理是什麼？怎樣調諧？作用？
03、APC電路的原理是什麼怎樣實現？發生時的高低功率如何實現？自動功率控制（APC）電路，通過檢測末級放大器場效應管Q519的漏極電流來穩定發射的輸出功率。電壓比較電路U513用設定的參考電壓來比較從末級電流所獲得的電壓。自動功率控制電壓與U513輸出的自動檢測電壓和參考電壓之間的差值成正比。此輸出電壓控制場效應管功率放大器，保持發射部分輸出功率為常數。發射部分輸出功率可以通過微處理器控制APC電壓進行調節。
04、IF的寬窄帶怎樣實現？為什麼要實現寬窄帶？通過聲表面波濾波器實現，為了適應不同信道間隔需求。包括25k,20k,12.5k.
05、TA31136起什麼作用？它的輸入信號是什麼？它能輸出幾種信號？都有什麼作用？輸出和輸入有什麼關系？是第二中頻檢測器，將從第一中頻輸出的49.95MHZ的信號轉換成50.4MHZ的音頻信號輸出；輸入的是第二中頻信號；輸出信號有：反相放大輸出、解調的AF信號輸出、中頻放大信號輸出、
06、靜噪檢測電路怎樣實現？MCU如何進行檢測此信號？與信噪比有怎樣的對應關系？靜噪電路：當信號太微弱而只能收到雜聲時斷掉無線接收器的電子電路。當對講機對接收信號進行中頻解調後，亞音頻信號經過濾波、整形，輸入到MCU中，與本機設定的CTCSS頻率進行比較，然後產生一個電平控制AF MUTE和SP MUTE，從而決定是否開啟靜音。MCU檢測此信號：從中頻處理電TA31136輸出的音頻信號的一部分再次進入調頻集成電路，通過濾波器和放大器對其雜訊分量進行整流，產生一個和雜訊分量相對應的直流電壓。送到MCU的模擬埠進行檢測。輸入的直流電壓和一個預先設置的電壓值比較大小，根據比較結果控制開放或關閉揚聲器的輸出。
07、RSSI檢測電路怎樣實現？MCU如何進行檢測此信號？RSSI與接收電平有怎樣的對應關系？ TA31136的RSSI端根據輸入信號電平為中頻放大器輸出直流電平。
08、預加重和去加重電路是如何組成？起什麼作用？有怎樣的技術指標？ 組成：主要由AK2346中的預加重和去加重電路實現，外圍電路也可以實現預加重和去加重功能，預加重由高通濾波器實現，去加重由低通濾波器實現。作用：音質主要取決於預加重和去加重電路技術指標
09、壓、擴電路是如何組成？起什麼作用？有怎樣的技術指標？組成：由AK2346中的壓縮擴展電路組成作用：語音處理電路語音壓擴電路和低水平擴張電路的應用，這對於保真語音有很好的效果。
10、二音、五音、亞音頻、亞音數碼、雙音多頻這幾種信令怎樣組成？有什麼作用？在TC900中是怎樣產生和解碼的？又是怎樣被調制的？答：兩音信令，由兩個音頻信號組成，A Tone + B Tone。 先發A Tone一段時間，然後間隔一段時間，再發B Tone。利用2-TONE信令可選擇呼叫相應的對講機；5 音信令，作用與兩音信令相同，區別在於由五種頻率組成；CTCSS (Continuous Tone Controlled Squelch System) , 連續語音控制靜噪系統，俗稱亞音頻，是一種將低於音頻頻率的頻率（67Hz-250.3Hz）附加在音頻信號中一起傳輸的技術。因其頻率范圍在標准音頻以下，故稱為亞音頻。當對講機對接收信號進行中頻解調後，亞音頻信號經過濾波、整形，輸入到CPU中，與本機設定的CTCSS頻率進行比較，從而決定是否開啟靜音；CDCSS (Continuous Digital Controlled Squelch System)，連續數字控制靜噪系統，其作用與CTCSS相同，區別在於它是以數字編碼方式來作為靜音是否開啟的條件；使用CTCSS/CDCSS功能可以避免接收不相乾的呼叫。DTMF（Dual Tone Multi Frequency），雙音多頻，由高頻群和低頻群組成，高低頻群各包含4個頻率。一個高頻信號和一個低頻信號疊加組成一個組合信號，代表一個數字。DTMF信令有16個編碼。利用兩音/DTMF信令可選擇呼叫相應的對講機。
11、打開PA能否會產生沖擊？如何減少該沖擊？
12、AK2346都有什麼功能？是如何對MSK信令編解碼的？MSK解碼的最佳的輸入電平是多少？如何調整該輸入電平？輸入信號的信噪比對誤碼率有什麼影響？AK2346功能有：音頻處理；收發放大；擾頻；預加重和去加重；MSK的編解碼， 限幅的作用；音頻壓、擴等。外邊的模擬正弦信號過來後，通過設置AK2346的control register,1control register 2和volume Register2進行編解碼，在解碼和編碼結束時AK2346會產生一個中斷信號通知MCU進行存儲數據，然後由MCU通過交織和反轉等演算法進行運算。最小頻移鍵控追求信號相位路徑的連續性，是二進制連續相位FSK（CPFSK）的一種。這種調制方式能以最小的調制指數h=0.5獲得正交的調制信號。
13、晶元的工作原理是什麼？如何解決它和AT24C256的SDL、SCL的數據沖突問題？RTC-INT與MCU是什麼關系？CHARGE如何給時鍾電池充電？由於共享cpu的I2C匯流排，所以會產生一些資源的上沖突問題，是由OS系統的互斥信號管理來解決，另外由cpu分時操作來解決，就是在發R5VC387它的時候，mcu發送它的啟動地址不允許AT24C256他在這個時間內操作數據線。

『伍』 模擬信號的數字傳輸

圖2所示為一簡單增量調制的模擬實驗原理圖。圖中的話音信號源採用了一個高斯雜訊源經過3KHz低通濾波器後的輸出來模擬。調整圖中的圖符5的增益可以改變差值Δ的大小。在接收端，解調器未使用與本地解調器一致的電路，直接使用積分器解調輸出。如果希望輸出波形平滑，可在積分器和輸出放大器之間加入一個低通濾波器，以濾除信號中的高頻成分。所示是輸入的模擬話音信號波形。是增量調制後的輸出波形。為經過積分器解調後的輸出波形。觀察可以比較輸入輸出波形之間的失真。
由理論分析可知，ΔM的量化信噪比與抽樣頻率成三次方關系，即抽樣頻率每提高一倍則量化信噪比提高9dB。通常ΔM的抽樣頻率至少16KHz以上才能使量化信噪比達到15dB以上。32KHz時，量化信噪比約為26dB左右，可以用於一般的通信質量要求。如果設信道可用的最小信噪比為15dB，則信號的動態范圍僅有11dB，遠遠不能滿足高質量通信要求的35-50dB的動態范圍，除非抽樣頻率提高到100KHz以上採用實用價值。上述理論分析的結論讀者可以通過改變模擬實驗的信號抽樣頻率觀察到。當抽樣頻率低於16KHz時，信號失真已十分明顯，當抽樣頻率為128KHz時失真較小。
改進ΔM動態范圍的方法有很多，其基本原理是採用自適應方法使量階Δ的大小隨輸入信號的統計特性變化而跟蹤變化。如量階能隨信號瞬時壓擴，則稱為瞬時壓擴ΔM，記作ADM。若量階Δ隨音節時間問隔（5一20ms）中信號平均斜率變化，則稱為連續可變斜率增量調制，記作CVSD。由於這種方法中信號斜率是根據碼流中連「1」或連「0」的個數來檢測的，所以又稱為數字檢測、音節壓擴的自適應增量調制，簡稱數字壓擴增量調制。圖9.20給出了數字壓擴增量調制的方框圖。
數字壓擴增量調制與普通增量調制相比，其差別在於增加了連「1」連「0」數字檢測電路和音節平滑電路。由於CVSD的自適應信息（即控制電壓）是從輸出碼流中提取的，所以接收端不需要發送端傳送專門的自適應信息就能自適應於原始信號，電路實現起來比較容易。對於數字壓擴增量調制感興趣的讀者可以在上述模擬實驗的基礎上加入連「1」連「0」數字檢測電路和音節平滑電路，重新模擬並觀察改善情況。

『陸』 從時域和頻域的角度描述理想抽樣和實際抽樣的異同點

理想采樣是用沖激進行采樣，自然采樣和瞬時采樣都是用矩形方波進行采樣。不同之處是自然采樣是曲頂采樣，瞬時采樣是平頂采樣。

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比較採用矩形窄脈沖進行抽樣與採用沖激脈沖進行抽樣(理想抽樣)的過程和結果，可以得到以下結論：
（1）它們的調制(抽樣)與解調(信號恢復)過程完全相同，差別只是採用的抽樣信號不同。
（2）矩形窄脈沖抽樣的包絡的總趨勢是隨上升而下降，因此帶寬是有限的；而理想抽樣的帶寬是無限的。矩形窄脈沖的包絡總趨勢按Sa函數曲線下降，帶寬與τ有關。τ越大，帶寬越小，τ越小，帶寬越大。
（3）τ的大小要兼顧通信中對帶寬和脈沖寬度這兩個互相矛盾的要求。通信中一般對信號帶寬的要求是越小越好，因此要求τ大；但通信中為了增加時分復用的路數要求τ小，顯然二者是矛盾的。
在PAM方式中，除了上面所說的形式外，還有別的一些形式。可以看到，上面討論的已抽樣信號的脈沖「頂部」是隨變化的，即在頂部保持了變化的規律，這是一種「曲頂」的脈沖調幅；另外還有一種是「平頂」的脈沖調幅。通常把曲頂的抽樣方法稱為自然抽樣，而把平頂的抽樣稱為瞬時抽樣或平頂抽樣。下面討論平頂抽樣的PAM方式。
平頂抽樣所得到的已抽樣信號如圖6-6(a)所示，這里每一抽樣脈沖的幅度正比於瞬時抽樣值，但其形狀都相同。從原理上講，平頂抽樣可以由理想抽樣和脈沖形成電路得到，實行原理框圖如圖6-6(b)所示。從原理框圖中可以看到，信號首先與相乘，形成理想抽樣信號，然後讓它通過一個脈沖形成電路，其輸出即為所需的平頂抽樣信號

圖6 平頂抽樣信號及其產生原理

脈沖形成電路的作用是將理想抽樣得到的沖激脈沖串，變為一系列平頂的脈沖(矩形脈沖)，因此，這種抽樣被稱為平頂抽樣。對於平頂抽樣來說，由於脈沖形成電路的輸入端是沖擊脈沖序列，因此，脈沖形成電路的作用是把沖擊脈沖變為矩形脈沖。由此分析，可以得到脈沖形成器輸出的數學描述。
設脈沖形成電路的傳輸函數為，其輸出信號頻譜應為：

(1-7)

分析式(6-7)可以發現，當n = 0時得到的頻譜函數為，與信號的頻譜函數進行比較，相差一個系統函數。因此，採用低通濾波器不能直接從中濾出所需基帶信號。
為了從已抽樣信號中恢復出原基帶信號，可以採用圖6-7所示的解調原理方框圖。

圖7 平頂抽樣PAM信號恢復及其原理框圖

從式(6-7)看出，不能直接使用低通濾波器濾出所需信號的原因在於信號的頻譜函數受到了的加權，如果在接收端低通濾波之前用特性為的網路加以修正，則低通濾波器輸入信號的頻譜變成：

(1-8)

利用式(1-8)的處理，通過低通濾波器便能無失真地恢復。

最後指出，在實際中，平頂抽樣的PAM信號常常採用抽樣保持電路來實現，得到的脈沖為矩形脈沖。但原理上，只要能夠反映瞬時抽樣值的任意脈沖形式都是可以被採用的。

三、模擬信號的量化
抽樣定理說明了這樣一個結論：一個模擬信號可以用它的抽樣值充分地代表。例如語言信號是一個時間連續，幅度變化范圍連續的波形。雖然在抽樣以後，抽樣值在時間上變為離散了，但可以證明時間離散的波形中將包含原始語音信號的所有信息。
但是，這種時間離散的信號在幅度上仍然是連續的，它仍屬模擬信號。當這種抽樣後的信號經過一個有雜訊干擾的信道時，信道中的雜訊會疊加在抽樣值上面，使得接收端不可能精確地判別抽樣值的大小。並且雜訊疊加在抽樣值上的影響是不能消除的，特別是當信號在整個傳輸系統中採用很多個接力站進行多次中繼接力時，雜訊將會是累積的。接力站越多，累積的雜訊越大。
為了消除這種雜訊的累積，可以在發送端用有限個預先規定好的電平來表示抽樣值，再把這些有限個預先規定的電平編為二進制代碼組，然後通過信道傳輸。如果再採用某種適當的措施，就能夠使得接收端准確地判定發送來的二進制代碼，這樣就可以把信道的雜訊影響徹底消除了。利用這種傳輸方式進行多次中繼接力時，雜訊是不會累積的。
用有限個電平來表示模擬信號抽樣值被稱為量化。抽樣是把時間連續的模擬信號變成了時間上離散的模擬信號，量化則進一步把時間上離散但幅度上仍然連續的信號變成了時間上和幅度上都離散了的信號，顯然這種信號就是數字信號了。但這個數字信號不是一般的二進制數字信號，而是多進制數字信號，真正在信道中傳輸的信號是經過編碼變換後的二進制(或四進制等)數字信號。
圖8給出了一個量化過程的例子。

圖8 量化過程示意圖

圖中模擬信號按照適當抽樣間隔進行均勻抽樣，在各抽樣時刻上的抽樣值用「」表示，第k個抽樣值為，量化值在圖上用符號Δ表示。抽樣值在量化時轉換為Q個規定電平中的一個。為作圖簡便起見，圖6-8中假設只有等7個電平，也就是有7個量化級。按照預先規定，量化電平可以表示為：

(1-9)

因此，量化器的輸出是階梯形波，這樣可以表示為：

(1-10)

結合圖6-8以及上面的分析可知，量化後的信號是對原來信號的近似。當抽樣速率一定時，隨著量化級數目增加，可以使與近似程度提高。
由於量化後的信號是對原來信號的近似，因此，和存在誤差，這種誤差被稱為量化誤差。量化誤差一旦形成，在接收端是無法去掉的，這個量化誤差像雜訊一樣影響通信質量，因此也稱為量化雜訊。由量化誤差產生的功率稱為量化雜訊功率．通常用符導表示，而由產生的功率稱為量化信號功率，用表示。而量化信號功率與量化雜訊功率之比，被稱為量化信噪功率比，它是衡量量化性能好壞的最常用的指標。通常它被定義為：

(1-11)

圖8所表示的量化，其量化間隔是均勻的，這種量化過程被稱為均勻量化。還有一種量化間隔不均勻的量化過程，通常被稱為非均勻量化。非均勻量化克服了在均勻量化過程中，小信號量化信噪比低的缺點，增大了輸入信號的動態范圍。下面就分別進行介紹。
1、均勻量化和量化信噪功率比
把原來信號值域按等幅值分割的量化過程被稱為均勻量化，圖6-8所示的量化過程就是均勻量化。從圖上可以看到，每個量化區間的量化電平均取在各區間的中點。其量化間隔(量化台階)Δ取決於的變化范圍和量化電平數。當信號的變化范圍和量化電平數確定後，量化間隔也被確定。例如，假如信號的最小值和最大值分別用a和b表示，量化電平數為Q，那麼均勻量化時的量化間隔為：

(1-12)

為了簡化公式的表述，可以把模擬信號的抽樣值簡寫為，把相應的量化值簡寫為，這樣量化值可按下式產生：

(1-13)

式中：

量化後得到的Q個電平，可以通過編碼器編為二進制代碼，通常Q選為，這樣Q個電平可以編為k位二進制代碼。下面來分析均勻量化時的量化信噪比。
設在某一個范圍內變化時，量化值取各段中的中點值，其對應關系如圖6-9(a)所示，相應的量化誤差與的關系用圖6-9(b)表示。

圖9 量化和量化誤差曲線

由圖6-9(a)可以看出，量化後信號功率為：

(1-14)

同樣由圖6-9(b)可以看出，量化雜訊功率為：

(1-15)

假設信號的幅值在(-a , a)范圍內均勻分布，這時概率密度函數，這樣就有：

(1-16)

經計算信號和量化雜訊的功率分別為：

(1-17)
(1-18)

因此，量化信噪比為：

(1-19)

(1-20)

k是表示量化階的二進制碼元個數，從式(6-20)可以看到，量化階的Q值越大，用以表述的二進制碼組越長，所得到的量化信噪比越大，信號的逼真度就越好。

上述均勻量化的主要缺點是，無論抽樣值大小如何，量化雜訊的均方根值都固定不變。因此，當信號較小時，則信號的量化信噪比也就很小，這樣，對於弱信號時的量化信噪比就難以達到給定的要求。通常，把滿足信噪比要求的輸入信號取值范圍定義為信號的動態范圍。可見，均勻量化時的信號動態范圍將受到較大的限制。為了克服這個缺點，實際中，往往採用非均勻量化。

2、非均勻量化
非均勻量化是根據信號的不同區間來確定量化間隔的。對於信號取值小的區間，其量化間隔也小，反之，量化間隔就大。這樣可以提高小信號時的量化信噪比，適當減小大信號時的信噪功率比。它與均勻量化相比，有兩個突出的優點：
（1）當輸入量化器的信號具有非均勻分布的概率密度(例如語音)時，非均勻量化器的輸出端可以得到較高的平均信號量化信噪比；
（2）非均勻量化時，量化雜訊功率的均方根值基本上與信號抽樣值成比例。因此量化雜訊對大、小信號的影響大致相同，即改善了小信號時的量化信噪比。
實際中，非均勻量化的實現方法通常是將抽樣值通過壓縮再進行均勻量化。所謂壓縮就是實際上是對大信號進行壓縮而對小信號進行較大的放大的過程。信號經過這種非線性壓縮電路處理後，改變了大信號和小信號之間的比例關系，使大信號的比例基本不變或變得較小，而小信號相應地按比例增大，即「壓大補小」。在接收端將收到的相應信號進行擴張，以恢復原始信號對應關系。擴張特性與壓縮特性相反。
目前在數字通信系統中採用兩種壓擴特性，它們分別是美國採用μ壓縮律以及我國和歐洲各國採用A壓縮律。下面分別討論μ壓縮律和A壓縮律的原理，這里只討論的范圍，而的關系曲線和的關系曲線是以原點奇對稱關系。

(1)μ壓縮律

所謂μ壓縮律就是壓縮器的壓縮特性具有如下關系的壓縮律，即

(1-21)

式中：表示歸一化的壓縮器輸出電壓；
表示歸一化的壓縮器輸入電壓；
μ是壓擴參數，表示壓縮的程度。
圖6-10就表示了對於不同μ情況下的壓縮特性曲線

圖10 μ律壓縮特性

由圖可見，當μ＝0時，壓縮特性是通過原點的一條直線，故沒有壓縮效果；當μ值增大時，壓縮作用明顯，對改善小信號的性能也有利。通常當μ＝100時，壓縮器的效果就比較理想了。同時需要指出μ律壓縮特性曲線是以原點奇對稱的，圖中只畫出了正向部分。
下面就來說明μ律壓縮特性對小信號量化信噪比的改善程度，這里假設μ＝100。對於小信號的 情況有：

在大信號時，也就是＝1，那麼

與μ＝0時無壓縮特性進行比較可以看到，當μ＝100時，對於小信號的情況例如，量化間隔比均勻量化時減小了21.7倍，因此，量化誤差大大降低；而對於大信號的情況例如，量化間隔比均勻量化時增大了4.67倍，量化誤差增大了。這樣實際上就實現了「壓大補小」的效果。
為了說明壓擴特性的效果，圖6-11給出了有無壓擴時的比較曲線，其中μ＝0表示無壓擴時的量化信噪比，μ＝100表示有壓擴時的量化信噪比。由圖可見，無壓擴時，量化信噪比隨輸入信號的減小迅速下降，而有壓擴時，量化信噪比隨輸入信號的下降卻比較緩慢。若要求量化器輸出信噪比大於26dB，那麼，對於μ＝0時，輸入信號必須大於-18dB；而對於μ＝100時，輸入信號只要大於-36dB即可。可見，採用壓擴提高了小信號的量化信噪比，從而相當於擴大了輸入信號的動態范圍。

圖6-11 無壓擴時的比較曲線

(2)A壓縮律

所謂A壓縮律也就是壓縮器具有如下特性的壓縮律：

(1-22)

式中：表示歸一化的壓縮器輸出電壓；
表示歸一化的壓縮器輸入電壓；
A是壓擴參數，表示壓縮的程度。
作為常數的壓擴參數A，一般為一個較大的數，例如A＝87.6。在這種情況下，可以得到的放大量：

(1-23)

當信號X很小時(即小信號時)，從式(6-23)可以看到信號被放大了16倍，這相當於與無壓縮特性比較，對於小信號的情況，量化間隔比均勻量化時減小了16倍，因此，量化誤差大大降低；而對於大信號的情況例如，量化間隔比均勻量化時增大了5.47倍，量化誤差增大了。這樣實際上就實現了「壓大補小」的效果。
上面只討論了＞0的范圍，實際上和均在之間變化，因此，和的對應關系曲線是在第一象限與第三象限奇對稱。為了簡便，＜0的關系表達式未進行描述，但對式(6-23)進行簡單的修改就能得到。
（3）數字壓擴技術
按式(6-22)得到的A律壓擴特性是連續曲線，A的取值不同其壓擴特性亦不相同，而在電路上實現這樣的函數規律是相當復雜的。為此，人們提出了數字壓擴技術，其基本思想是這樣的：利用大量數字電路形成若干根折線，並用這些折線來近似對數的壓擴特性，從而達到壓擴的目的。
用折線實現壓擴特性，它既不同於均勻量化的直線，又不同於對數壓擴特性的光滑曲線。雖然總的來說用折線作壓擴持性是非均勻量化，但它既有非均勻(不同折線有不同斜率)量化，又有均勻量化(在同一折線的小范圍內)。有兩種常用的數字壓擴技術，一種是13折線A律壓擴，它的特性近似A＝87.6的A律壓擴特性。另一種是15折線μ律壓擴，其特性近似μ＝255的μ律壓擴特性。下面將主要介紹13折線A律壓擴技術，簡稱13折線法。關於15折線μ律壓擴請讀者閱讀有關文獻。
圖12展示了這種13折線A律壓擴特性。

圖12 13折線

從圖6-12中可以看到，先把軸的0～1分為8個不均勻段，其分法是：將0～1之間一分為二，其中點為1/2，取1/2～1之間作為第八段；剩餘的0～1/2再一分為二，中點為1/4，取1/4～1/2之間作為第七段，再把剩餘的0～1/4一分為二，中點為1/8，取1/8～1/4之間作為第六段，依此分下去，直至剩餘的最小一段為0～1/128作為第一段。
而軸的0～1均勻地分為八段，它們與軸的八段一一對應。從第一段到第八段分別為，0～1/8，1/8～2/8，…，7/8～1。這樣，便可以作出由八段直線構成的一條折線。該折線與式(6-22)表示的壓縮特性近似。
由圖6-12中曲折線可以看出，除一、二段外，其他各段折線的斜率都不相同，它們的關系如表6-1所示。

表6-1 各段落的斜率

折線段落

1

2

3

4

5

6

7

8

斜率

16

16

8

4

2

1

1/2

1/4

至於當在-1～0及在-1～0的第三象限中，壓縮特性的形狀與以上討論的第一象限壓縮待性的形狀相同，且它們以原點奇對稱，所以負方向也有八段直線，合起來共有16個線段。由於正向一、二兩段和負向一、二兩段的斜率相同，這四段實際上為一條直線，因此，正、負雙向的折線總共由13條直線段構成，故稱其為13折線。
13折線壓擴特性的包含16個折線段，在輸入端，如果將每個折線段再均勻地劃分16個量化等級，也就是在每段折線內進行均勻量化的，這樣第一段和第二段的最小量化隔相同，為：

(1-24)

輸出端由於是均勻劃分的，各段間隔均為1/8，每段再16等分，因此每個量化級間隔為1/(8×16)＝1/128。
用13折線法進行壓擴和量化後，可以做出量化信噪比與輸入信號間的關系曲線如圖6-13所示。

圖13 兩種編碼方法量化信噪比的比較

從圖中可以看到在小信號區域，量化信噪比與12位線性編碼的相同，但在大信號區域13折線法8位碼的量化信噪比不如12位線性編碼。
以上較詳細地討論了A律的壓縮原理。至於擴張，實際上是壓縮的相反過程只要掌握了壓縮原理就不難理解擴張原理。限於篇幅，故不再贅述。
四、脈沖編碼調制原理(PCM)
如圖7-1所示，模擬信號經過抽樣和量化以後，可以得到一系列輸出，它們共有Q個電平狀態。當Q比較大時，如果直接傳輸Q進制的信號，其抗雜訊性能將會是很差的，因此，通常在發射端通過編碼器把Q進制信號變換為k位二進制數字信號。而在接收端將收到的二進制碼元經過解碼器再還原為Q進制信號，這種系統就是脈沖編碼調制(PCM)系統。
簡而言之，把量化後的信號變換成代碼的過程稱為編碼，其相反的過程稱為解碼。編碼不僅用於通信，還廣泛用於計算機、數字儀表、遙控遙測等領域。編碼方法也是多種多樣的，在現有的編碼方法中，若按編碼的速度來分，大致可分為兩大類：低速編碼和高速編碼。通信中一般都採用第二類。編碼器的種類大體上可以歸結為三種：逐次比較(反饋)型、折疊級聯型、混合型。這幾種不同型式的編碼器都具有自己的特點，但限於篇幅，這里僅介紹目前用得較為廣泛的逐次比較型編碼和解碼原理。
在討論這種編碼原理以前，需要明確常用的編碼碼型及碼位數的選擇和安排。
1.常用的二進制編碼碼型
二進制碼具有很好的抗雜訊性能，並易於再生，因此PCM中一般採用二進制碼。對於Q個量化電平，可以用k位二進制碼來表示，稱其中每一種組合為一個碼字。通常可以把量化後的所有量化級，按其量化電平的某種次序排列起來，並列出各對應的碼字，而這種對應關系的整體就稱為碼型。在PCM中常用的碼型有自然二進制碼、折疊二進制碼和反射二進制碼(又稱格雷碼)。如以4位二進制碼字為例，則上述3種碼型的碼字如表6-2所示：

表2 4位二進制碼碼型

量化級編號

自然二進制碼

折疊二進制碼

反射二進制碼

0

0000

0111

0000

1

0001

0110

0001

2

0010

0101

0011

3

0011

0100

0010

4

0100

0011

0110

5

0101

0010

0111

6

0110

0001

0101

7

0111

0000

0100

8

1000

1000

1100

9

1001

1001

1101

10

1010

1010

1111

11

1011

1011

1110

12

1100

1100

1010

13

1101

1101

1011

14

1110

1110

1001

15

1111

1111

1000

自然碼是大家最熟悉的二進制碼，從左至右其權值分別為8、4、2、1，故有時也被稱為8-4-2-1二進制碼。
折疊碼是目前A律13折線PCM 30/32路設備所採用的碼型。這種碼是由自然二進碼演變而來的，除去最高位，折疊二進碼的上半部分與下半部分呈倒影關系(折疊關系)。上半部分最高位為0，其餘各位由下而上按自然二進碼規則編碼；下半部分最高位為1，其餘各位由上向下按自然碼編碼。這種碼對於雙極性信號(話音信號通常如此)，通常可用最高位去表示信號的正、負極性，而用其餘的碼去表示信號的絕對值，即只要正、負極性信號的絕對值相同，則可進行相同的編碼。這就是說，用第一位碼表示極性後，雙極性信號可以採用單極性編碼方法。因此採用折疊二進碼可以大為簡化編碼的過程。
除此之外，折疊二進制碼還有另一個優點，那就是在傳輸過程中如果出現誤碼，對小信號影響較小。例如由大信號的1111誤為0111，從表6-2可看到，對於自然二進碼解碼後得到的樣值脈沖與原信號相比，誤差為8個量化級；而對於折疊二進碼，誤差為15個量化級。顯然，大信號時誤碼對折疊碼影響很大。如果誤碼發生在小信號，例如1000誤為0000，這時情況就大下相同了，對於自然二進碼誤差還是8個量化級，而對於折疊二進碼誤差卻只有一個量化級。這一特性是十分可貴的，因為，話音小幅度信號出現的概率比大幅度信號出現的概率要大。
在介紹反射二進碼之前，首先了解一下碼距的概念。碼距是指兩個碼字的對應碼位取不同碼符的位數。在表6-2中可以看到，自然碼相鄰兩組碼字的碼距最小為1，最大為4(如第7號碼字0111與第8號碼組l000間的碼距)。而折疊二進碼相鄰兩組碼字最大碼距為3(如第3號碼字0100與第4號碼字0011)。
反射二進碼是按照相鄰兩組碼字之間只有一個碼位的碼符不同(即相鄰兩組碼的碼距均為1)而構成的，如表6-2所示，其編碼過程如下：從0000開始，由後(低位)往前(高位)每次只變一個碼符，而且只有當後面的那位碼不能變時，才能變前面一位碼。這種碼通常可用於工業控制當中的繼電器控制，以及通信中採用編碼管進行的編碼過程。
上述分析是在4位二進制碼字基礎上進行的，實際上碼字位數的選擇在數字通信中非常重要，它不僅關繫到通信質量的好壞，而且還涉及到通信設備的復雜程度。碼字位數的多少，決定了量化分層(量化級)的多少。反之，若信號量化分層數一定，則編碼位數也就被確定。可見，在輸入信號變化范圍一定時，用的碼字位數越多，量化分層越細，量化雜訊就越小，通信質量當然就越好，但碼位數多了，總的傳輸碼率會相應增加，這樣將帶來一些新的問題。
2. 13折線的碼位安排
在逐次比較型編碼方式中，無論採用幾位碼，一般均按極性碼、段落碼和段內碼的順序對碼位進行安排。下面就結合我國採用的13折線的編碼來加以說明。
在13折線法中，無論輸入信號是正還是負，均按8段折線(8個段落)進行編碼。若用8位折疊二進制碼來表示輸入信號的抽樣量化值時，其中用第一位表示量化值的極性，其餘7位(第二位至第八位)則可表示抽樣量化值的絕對大小。具體做法是：用第二至第四位(段落碼)的8種可能狀態來分別代表8個段落，其它4位碼(段內碼)的16種可能狀態用來分別代表每一段落的16個均勻劃分的量化級。上述編碼方法是把壓縮、量化和編碼合為一體的方法。根據上述分析，用於13折線A律特性的8位非線性編碼的碼組結構如下：

第1位碼M的數值「1」或「0」分別代表信號的正、負極性，稱為極性碼。從折疊二進制碼的規律可知，對於兩個極性不同，但絕對值相同的樣值脈沖，用折疊碼表示時，除極性碼M1不同外，其餘幾位碼是完全一樣的。因此在編碼過程中，只要將樣值脈沖的極性判出後，編碼器是以樣值脈沖的絕對值進行量化和輸出碼組的。這樣只要考慮13折線中對應於正輸入信號的8段折線就行了。
第2位至第4位碼即M2M3M4稱為段落碼，因為8段折線用3位碼就能表示。具體劃分如表6-3所示。

『柒』 數字型號與模擬信號有什麼區別

當模擬信號採用連續變化的電磁波來表示時，電磁波本身既是信號載體，同時作為傳輸介質；而當模擬信號採用連續變化的信號電壓來表示時，它一般通過傳統的模擬信號傳輸線路(例如電話網、有線電視網)來傳輸。 當數字信號採用斷續變化的電壓或光脈沖來表示時，一般則需要用雙絞線、電纜或光纖介質將通信雙方連接起來，才能將信號從一個節點傳到另一個節點。 (2)模擬信號與數字信號之間的相互轉換 模擬信號和數字信號之間可以相互轉換：模擬信號一般通過PCM脈碼調制(Pulse Code Molation)方法量化為數字信號，即讓模擬信號的不同幅度分別對應不同的二進制值，例如採用8位編碼可將模擬信號量化為2^8=256個量級，實用中常採取24位或30位編碼；數字信號一般通過對載波進行移相(Phase Shift)的方法轉換為模擬信號。 計算機、計算機區域網與城域網中均使用二進制數字信號，目前在計算機廣域網中實際傳送的則既有二進制數字信號，也有由數字信號轉換而得的模擬信號。但是更具應用發展前景的是數字信號。 [編輯本段]模擬信號的數字傳輸 圖所示為一簡單增量調制的模擬實驗原理圖。圖中的話音信號源採用了一個高斯雜訊源經過3KHz低通濾波器後的輸出來模擬。調整圖中的圖符5的增益可以改變差值Δ的大小。在接收端，解調器未使用與本地解調器一致的電路，直接使用積分器解調輸出。如果希望輸出波形平滑，可在積分器和輸出放大器之間加入一個低通濾波器，以濾除信號中的高頻成分。所示是輸入的模擬話音信號波形。是增量調制後的輸出波形。為經過積分器解調後的輸出波形。觀察可以比較輸入輸出波形之間的失真。 由理論分析可知，ΔM的量化信噪比與抽樣頻率成三次方關系，即抽樣頻率每提高一倍則量化信噪比提高9dB。通常ΔM的抽樣頻率至少16KHz以上才能使量化信噪比達到15dB以上。32KHz時，量化信噪比約為26dB左右，可以用於一般的通信質量要求。如果設信道可用的最小信噪比為15dB，則信號的動態范圍僅有11dB，遠遠不能滿足高質量通信要求的35-50dB的動態范圍，除非抽樣頻率提高到100KHz以上採用實用價值。上述理論分析的結論讀者可以通過改變模擬實驗的信號抽樣頻率觀察到。當抽樣頻率低於16KHz時，信號失真已十分明顯，當抽樣頻率為128KHz時失真較小。 改進ΔM動態范圍的方法有很多，其基本原理是採用自適應方法使量階Δ的大小隨輸入信號的統計特性變化而跟蹤變化。如量階能隨信號瞬時壓擴，則稱為瞬時壓擴ΔM，記作ADM。若量階Δ隨音節時間問隔（5一20ms）中信號平均斜率變化，則稱為連續可變斜率增量調制，記作CVSD。由於這種方法中信號斜率是根據碼流中連「1」或連「0」的個數來檢測的，所以又稱為數字檢測、音節壓擴的自適應增量調制，簡稱數字壓擴增量調制。圖9.20給出了數字壓擴增量調制的方框圖。 數字壓擴增量調制與普通增量調制相比，其差別在於增加了連「1」連「0」數字檢測電路和音節平滑電路。由於CVSD的自適應信息（即控制電壓）是從輸出碼流中提取的，所以接收端不需要發送端傳送專門的自適應信息就能自適應於原始信號，電路實現起來比較容易。對於數字壓擴增量調制感興趣的讀者可以在上述模擬實驗的基礎上加入連「1」連「0」數字檢測電路和音節平滑電路，重新模擬並觀察改善情況。

『捌』 》》》誰有電路圖所用到的英文縮寫資料

AMPS Advanced Mobile Phone System 先進的行動電話系統 AOLC Access Over Load Class 接入過荷等級 APC Audio Processor Chip 音頻處理晶元 ANT antenna 天線 AUC Authority Center 鑒權中心 AM Amplitude Molation 調幅 AF Audio Frequency 音頻 A/D Analog/Digital 模擬/數字 Auto Automatic 自動 Auto Test 自動測試 A/L Audio/Logic Board 音頻/邏輯板 Activate 激活 Adj. Adjacent 鄰近 AID Area Identification 區域識別標志 Auto Recall 自動重呼 Auto Lock 自動鎖 Air time通話時間 Air time Counter 通話計時器 Access 接入 Auto Redial 自動重拔 APC Automatic Power Control 自動功率控制 Bit 比特 Burst突發脈沖串 BCCH Broad Casting Channel 廣播控制信道 Blocked Contact Card Provider 卡被鎖與SIM卡的供應商聯系 BSIC Base Station Identification Code 基站識別碼 BW Bandwidth 帶寬 Busy 忙 BS Base Station 基地站 BSC Base Station Controller 基站控制器 BSS Base Station Subsystem 基站子系統 BTS Base Transceiver Stantion 基站收發信台 BUS 匯流排 Busy/No Answer Transfer 忙/無應答轉移 BER Bit Error Rate 比特誤碼率 Barring 限制 BCD Binary Coded Decimal 二~十進制碼 BPF Band Pass Filter 帶通濾波器 Black Diagram 方框圖 CAR Control Audio Ringer 電源控制，音頻、振鈴模塊 CCH Control Channel 控制信道 Call Fowarding 呼叫轉移 Call Restriction 呼叫限制 Call Timer 呼叫計時器 Call Waiting 呼叫等待 Coverage Area 覆蓋范圍 Compandor 壓擴器 CDMA Gode Division Multiplex Address 碼分多址 Check Card 校對卡 Card blocked unblock ? 卡被鎖，解鎖 Converter 變頻器 Cont. Continued 繼續 CPU Central Processing Unit 中央處理器 CCIR International Radio Consultative Commitee 國際無線電咨詢委員會 CCITT International Telegraph and Telephone Committee 國際電報電話委員會 Cumulative Time 累加時間 CVC. 外接適配器,SAM系列背面十二接點組成的外部部件 Comp.Complement Data 補充數據 Channel.Spacing 信道間隔 CRT Cathode Ray Tubes 陰板射線管 dB decibel分貝，二個功率值的對數比相對單位，規定為dB dBm以分貝為單位，但以毫瓦為准單位，功率的一個精確測量，1dBm=0.001瓦 DTX Discontinous Transmission 非連續發送 DTMF Double Tone Multi---Frequency 多音多頻 DCC Digital Colour Code 數字彩色碼 DATA 數據 Disable 禁用 Detector 檢測器 Dev.deviation 偏移 Distortion 失真 Divert 轉接 Deinterlearing 去交織 Deciphering 解密 DC Direct Current 直流 Duplex 雙工 Duplex Separation 雙工間隔 E—TACS Extended---Total Area Communication System 擴展的全接入通信系統 EIR Equipment Identification Register 設備識別寄存器 ESN Electronic Serial Number 電子串號 EPROM Erasable Programmable Read only Memory 可擦可編程只讀存儲器 E2PROM Electrrcally Erasable Programmable Read Only Memory 電可擦可編程只讀存儲器 ERP Effective Radiated Power 有效幅射功率 Enable 啟用 Equalizer 均衡器 FDMA Frequency Division Multiplex Address 頻分多址 FM Frequency Molation 調頻 Freq.Error Frequency Error 頻率誤差 FOCC Forward Control Channel 前向控制信道 Full Duplex 全雙工 FSK Frequency Shift Keying 移頻鍵控 Feature 特有功能 FACCH Fast Access Control Channel 快接入控制信道 Freq. Offset Frequency Offset 頻率偏移 Fuse 熔絲 Filter 濾波器 FCCH Frequency Correction Channel 頻率校正信道 GSM Globe System For Mobile Communication System 全球數字移動通信系統 Gen. Out Generator Out 信號發生器輸出 GMSK Gauss- Minimun Shift Keying 高斯最小移頻鍵控 Home System 本地系統 Hand-off 越區轉接 HLR Home Location Register 歸屬位置寄存器 Hex. Hexadecimal 十六進制 Hamonic Filter 諧波濾波器 IF Intermediate Frequency 中頻 IC Integrated Circuit 集成電路 Insert Card 插入卡 Initial 初始 Initial Paging Channel 初始尋呼信道 IMSI International MS Identify Code 國際移動用戶識別碼 IMEI International Mobile Equipment Code 國際移動設備識別碼 IWF Interworking Function 各種業務功能介面 ISDN Integrated Service Digital Network 綜合業務數據網 Key Board 鍵盤 KHz kilo Hertz 千赫 Lock Code 鎖定碼 LPF Low Pass Filter 低通濾波器 Language 語神 LCD Liquid Crystal Display 液晶顯示器 Location Up

『玖』 TEA1062A是一種------集成電路。 （ ） A.壓擴器 B.通話 C.撥號 D.免提通話

B 低電壓傳輸電路介面