文氏橋電路

Ⅰ 文氏振盪橋電路中二極體起什麼作用

為了使橋式振盪電路有穩定的輸出電壓，需要對文氏電橋加入非線性環節，
這里是利用了二極體伏安特性曲線的非線性。也可以不採用二極體，只要能使振盪穩定即可。

Ⅱ 文氏橋振盪電路的正反饋之路由什麼組成

文氏橋振盪器的電路原理圖如下：

從電路構成看，電路由兩個「橋臂」構成，R1、RF構成負反饋橋臂，並聯RC網路和串聯RC網路再串聯構成正反饋橋臂。也就是說，文氏橋振盪器既有正反饋，又有負反饋。

我們知道，正反饋電路是不穩定系統，那麼，整個電路到底表現為正反饋，還是負反饋呢？這要取決於正反饋和負反饋哪個占「上風」！

負反饋增益為A1=1+RF/R1

正反饋增益A2(jf)=1/(3+j(f/f0-f0/f))

總增益A(jf)=A1*A2(jf)=(1+RF/R1)/(3+j(f/f0-f0/f))

上式中f0=1/2πRC，先定性分析：

頻率無窮低時，即f趨於0時，f0/f趨於無窮大，總增益趨於零。

頻率無窮高時，即f趨於∞時，f/f0趨於無窮大，總增益趨於零。

直觀判斷，是一個帶通網路，事實上，的確如此，並且增益的峰值出現在f=f0

此時A（jf）=(1+RF/R1)/3

即：A（jf）是實數，也就是說，頻率為f0的信號經過環路一周後，其相移為0°。

RF/R1的值不同時，電路出現下述三種情況：

a、A<1時，假如電路有一個擾動，擾動每經過環路一次，信號被衰減，負反饋占「上風」，電路是穩定系統，最終擾動趨於零。

b、A>1時，假如電路有一個擾動，擾動每經過環路一次，信號被放大，正反饋占「上風」，電路是不穩定系統，出現幅度不斷增大的振盪。

c、A=1時，負反饋與正反饋「旗鼓相當」，電路為中性的穩定狀態，出現擾動時，頻率為f0的信號分量維持原有大小，無限的持續下去。

顯然，上述電路還會有問題，首先，實際不可能做到A=1，其次，振盪器的輸出幅值不可控。為此，最好是開始時，振盪幅值足夠大之前，A>1，振盪幅值達到預定的幅值之後，A=1，顯然，這樣的電路，需要加入一些非線性環節。

下述電路就是這樣的電路：

Ⅲ 文氏電橋振盪電路輸出行信號不失真什麼意思

文氏電橋振盪電路輸出信號應該是正弦波信號，如放大倍數（閉環增益）過大，輸出就會產生非線性失真（正弦波削頂失真）。

Ⅳ 文氏橋原理

RC振盪電路可以可以產生特定頻率的正弦波，這在很多數字系統中用來產生時鍾信號，最大的優點就是成本低，而且在低頻時，他的體積優勢也很明顯，LC振盪電路在低頻是體積和成本都是問題。之前看過很多次資料一直不太理解這個振盪器的工作原理，今天又找到一點資料，頓時理解了一些，不過也只能算是基本了解了原理吧~

上圖就是文氏橋振盪電路的原理圖，在一個運放上，分別有正反饋和負反饋，正反饋為一個RC串並聯選頻網路，這也就是這個電路能產生特定頻率波形的原因，因此先分析選頻網路

圖a為RC串並聯選頻網路，左端輸入，右端輸出。當輸入信號的頻率足夠低的時候，可以將該網路等效為中圖（頻率小，電容容抗遠大於電阻），輸出超前於輸入，如果頻率趨近於0，輸出將為趨近於0，相位超前趨近於90°，當輸入信號足夠大的時候，網路等效為右圖（頻率大，電容容抗遠小於電阻），輸出將滯後於輸入，如果頻率趨近於無窮大，輸出趨近於0，相位滯後趨近於90°。兩種情況下，信號都有衰減

對這樣一個網路，輸出的相位總是在滯後90°和超前90°之前徘徊，那麼顯然，總存在一個頻率，使得輸出和輸入同相位，而且此時信號衰減最低，為三分之一，下圖為網路的幅頻特性和相頻特性

如圖，當頻率在f0左右時，信號衰減小，而偏移這個頻率的，衰減嚴重。

f0=1/2πRC

對選頻網路的模擬

此時頻率大於f0，很明顯，輸出的衰減已經超過1/3，而且相位滯後

現在再看文氏橋振盪電路，負反饋上的反饋系數為1+Rf/R1，而正反饋系數就為該選頻網路的衰減系數。

在這個運放沒有輸入信號的時候，會有很多干擾，這個干擾先被放大為1+Rf/R1倍，如果某個干擾的頻率正好為f0時，他正好又會被衰減為1/3 ，所以設定 1+Rf/R1=3，這樣該信號就會被還原，而其他頻率的信號經過這個過程後會被衰減，被抑制，這樣，就選出了一個特定頻率的干擾來放大，便得到了需要的正弦波。

在實際中，應當適當增大Rf，是負反饋系數大於3，讓振盪器能起振，然而，這樣的後果便是這個波形不斷放大，最後讓運放飽和，得到的波形就會失真，成了一個削去頂部的正弦波，這是不允許的，所以便在Rf上並聯一個調節電路，使得負反饋系數不停在3左右跳動，讓波形穩定在一個滿意的范圍

如圖為模擬電路圖，這個R2和R5我取了很久，才讓電路輸出一個5v的正弦波，本來20k的R2已經變成了31k，不知道這樣是不是規范，反正模擬已經能出來波形了，實際中能不能行有待考證，不過也就是調節這幾個電阻罷了。

如圖，可以看到探針上顯示的頻率為1.58KHz，這個值正好等於1/2*π*R*C。

Ⅳ 文氏橋電路調節幅度和頻率 到底有什麼關系

頻率，是單位時來間內完成周期性變化的自次數，是描述周期運動頻繁程度的量，常用符號f或ν表示，單位為秒分之一，符號為s-1。為了紀念德國物理學家赫茲的貢獻，人們把頻率的單位命名為赫茲，簡稱「赫」，符號為Hz。每個物體都有由它本身性質決定的與振幅無關的頻率，叫做固有頻率。頻率概念不僅在力學、聲學中應用，在電磁學、光學與無線電技術中也常使用。

Ⅵ 文氏電橋的工作原理

文氏橋振盪電路由兩部分組成：即放大電路和選頻網路。 由集成運放組成的電壓串聯負反饋放大電路，取其輸入電阻高、輸出電阻低的特點。
由Z1、Z2組成，同時兼作正反饋網路，稱為RC串並聯網路。由右圖可知，Z1、Z2和Rf、R3正好構成一個電橋的四個臂，電橋的對角線頂點接到放大電路的兩個輸入端。
由於Z1、Z2和R3、Rf正好形成一個四臂電橋，電橋的對角線頂點接到放大電路的兩個輸入端，因此這種振盪電路常稱為RC橋式振盪電路。 為克服RC移相振盪器的缺點，常採用RC串並聯電路作為選頻反饋網路的正弦振盪電路，也稱為文氏電橋振盪電路，如圖Z0820所示。它由兩級共射電路構成的同相放大器和RC串並聯反饋網路組成。由於φA=0，這就要求RC串並聯反饋網路對某一頻率的相移φF=2nπ，才能滿足振盪的相位平衡條件。下面分析RC串並聯網路的選頻特性，再介紹其它有關元件的作用。

圖1：RC串並聯選頻網路振盪器
圖1中RC串並聯網路在低、高頻時的等效電路如圖1所示。這是因為在頻率比較低的情況下，（1/ωC）>R，而頻率較高的情況下，則（1/ωC）<R，前者等效於一節超前型移相電路，後者等效於一節滯後型移相電路。顯然頻率從低到高連續變化，相移從90°到-90°連續變化，其中必存在一個中間頻率f0，使RC串並聯網路的相移為零。於是滿足相位平衡條件。對此，可進一步作定量分析，由圖1得：

圖2
為調節頻率方便，通常取R1=R2=R，C1=C2=C，如果令ω0=1/RC，則上式簡化為：

圖3
可見，RC串並聯反饋網路的反饋系數是頻率的函數。由式GS0821可畫出的幅頻和相頻特性，如圖Z0822所示。由圖可以看出：

圖4
這就表明RC串並聯網路具有選頻特性。因此圖Z0820電路滿足振盪的相位平衡條件。如果同時滿足振盪的幅度平衡條件，就可產生自激振盪。
一般兩級阻容耦合放大器的電壓增益Au遠大於3，如果利用晶體管的非線性兼作穩幅環節，放大器件的工作范圍將超出線性區，使振盪波形產生嚴重失真。為了改善振盪波形，實用電路中常引進負反饋作穩幅環節。圖1中電阻Rf和Re引入電壓串聯深度負反饋。這不僅使波形改善、穩定性提高，還使電路的輸入電阻增加和輸出電阻減小，同時減小了放大電路對選頻網路的影響，增強了振盪電路的負載能力。通常Rf用負溫度系數的熱敏電阻（Rt）代替，能自動穩定增益。假如某原因使振盪輸出Uo增大，Rf上的電流增大而溫度升高，阻值Rf減小，使負反饋增強，放大器的增益下降，從而起到穩幅的作用。從圖1可以看出，RC串並聯網路和Rf、Re，正好組成四臂電橋，放大電路輸入端和輸出端分別接到電橋的兩對角線上，因此稱為文氏電橋振盪器。目前廣泛採用集成運算放大器代替圖1中的兩級放大電路來構成RC橋式振盪器。圖5是它的基本電路。文氏電橋振盪器的優點是：不僅振盪較穩定，波形良好，而且振盪頻率在較寬的范圍內能方便地連續調節。

Ⅶ 什麼是文氏電橋電路的選頻特性

RC文氏電橋振盪器中二極體在電路中起調幅作用。
振盪輸出電壓信號過版零時，二極體上權的電壓很小，電阻很大，使負反饋最弱，於是整體上正反饋最強，輸出信號電壓迅速增大。到輸出電壓達到0.5V以上時，二極體逐漸導通，負反饋作用逐漸體現並加強，於是輸出信號電壓增幅減小，配合電位器，振幅得到控制。

Ⅷ 這個文氏橋電路為啥不能產生正弦波

你這個電路的參數是有問題的

1:R5取值過小,會導致自動增益的衰減量過小

2: C1和C2取值過小,會導致振盪電路的振盪頻率過高,而運放搭建的振盪電路的頻率一般是在50KHZ以下的效果比較好的

運放振盪電路的是靠運放本身的雜訊起振的,如果你在一開始就設定好了增益,運放是要等待一段時間才會振盪的

可以在開始模擬的時候將電位器調動一下,電路就會馬上振盪了

可以對比一下附件中的電路,自行設計一下