fbw电路

⑴ 信道带宽20 40哪个好

信道带宽40比较好。

最好是自动选择，路由器会根据你的网速和频率自动传输。1.802.11n支持20MHz和20MHZ/40MHz通道。前一个标准使用20MHZ带宽，而802.11n使用20/40MHZ带宽。40MHz信道提供的可用信道带宽是802.11的两个传统信道的两倍多。

802.11n标准支持20MHz和40MHz信道，其中40MHz信道将是最宽的信道，由两个相邻的和传统的20MHz频谱信道组成。当然只能用20MHz通道，具体情况而定。2.20mhz信号穿透力强，但可能会减慢下载速度；40mhz信号下载能力强，但可能导致覆盖范围窄。

比如频段带宽就是指你路由器的传前缺输频率宽度：20MHz对应65M带宽，穿透性好，传输距离远（100m左右）。40MHz对应150M带宽，通透性差，传输距离短(50M左右)。3.如果你身边wifi信号源少，就用40带宽，这样速度可以最大化。

通频带用于衡量放大电路对不同竖州频率信号的放大能力。由于放大电路中电容、电感及半导体器件结电容等电抗元件的存在，在输入信号频率较低或较高时，放大倍数的数值会下降并产生相移。余悔蔽通常情况下，放大电路只适用于放大某一个特定频率范围内的信号。

通频带fbw:fL与fH之间形成的频带称中频段，或通频带fbw。通频带越宽，表明放大电路对不同频率信号的适应能力越强。通频带越窄，表明电路对通频带中心频率的选择能力越强。

⑵ 2016.11.27光电二极管相关

光电二极管（Photo-Diode）和普通二极管一样，也是由一个PN结组成的半导体器件，也具有单方向导电特性。但在电路中它不是作整流 元件 ，而是把光信号转换成电信号的光电传感器件。

光电二极管是在反向电压作用下工作的，没有光照时，反向电流极其微弱，叫 暗电流 ；有光照时，反向电流迅速增大到几十微安，称为 光电流 。光的强度越大，反向电流也越大。光的变化引起光电二极管电流变化，这就可以把 光信号 转换成 电信号 ，成为 光电传感器 件。

光电二极管的频率特性响应主要由3个因素决定：

a.光生载流子在耗尽层附近的扩散时间；

b.光生载流子在耗尽层内的漂移时间；

c.负载电阻与并联电容所决定的电路时间常数。

特性：优点是暗电流小，一般情况下，响应速度较低。

用途：照度计、彩色传感器、光电三极管、线性图像传感器、分光光度计、照相机曝光计。

特性：缺点是暗电流大，因结容量低，故可获得快速响应。

用途：高速光的检测、光通信、光纤、遥控、光电三极管、写字笔、传真。

特性：使用Au薄膜与N型半导体结代替P型半导体

用途：主要用于紫外线等短波光的检测

特性：响应速度非常快，因具有倍速作用，故可检测微弱光。

用途：高速光通信、高速光检测

光电二极管是将光信号变成电信号的半导体器件。它的核心部分也是一个 PN结 ，和普通二极管相比，在结构上不同的是，为了便于接受入射光照，PN结面积尽量做的大一些，裤燃 电极 面积尽量小些，而且PN结的结深很浅，一般小于1微米。

光电二极管是在反向电压作用之下工作的。没有光照时，反向电流很小（一般小于0.1微安），称为暗电流。当有光照时，携带能量的 光子 进入PN结后，把能量传给共价键上的束缚电子，使部分电子挣脱共价键，从而产生电子---空穴对，称为光生载流子。

它们在反向电压作用下参加漂移运动，使反向电流明显变大，光的强度越大，反向电流也越大。这种特性称为“光电导”。光电二极管在一般照度的光线照射下，所产生的电流叫光电流。如果在外电路上接上负载，负载上就获得了电信号，而且这个电信号随着光的变化而相应变化。

光电二极管、光电三极管是电子电路中广泛采用的光敏器件。光电二极管和普通二极管一样具有一个PN结，不同之处是在光电二极管的外壳上有一个透明的窗口以接收光线照射，实现光电转换，在电路图中文字符号一般为VD。光电三极管除具有光电转换的功能外，还具有放大功能，在电路图中文字符号一般为VT。光电三极管因输入信号为光信号，所以通常只有集电极和发射极两个引脚线。同光电二极管一样，光电三极管外壳也有一个透明窗口，以接收光线照射。

光电二极管的一些关键性能参数包括以下几项。

响应率

一个硅光电二极管的响应特性与突发光照波长的关系响应率（responsivity）定义为光电导模式下产生的光电流与突发光照的比例，铅纯芹单位为安培/瓦特（A/W）。响应特性也可以表达为量子效率（Quantum efficiency），即光照产生的载流子数量与突发光照光子数的比例。

暗电流

在光电导模式下，当不接受光照时，通过光电二极管的电流被定义为暗电流。暗电流包括了辐射电流以及半导体结的饱和电流。暗电流必须预先测量，特别是当光电二极管被用作精密的光功率测量时，暗电流产生的误差必须认真考虑并加以校正。

等效噪声功率

等效噪声功率（英语：Noise-equivalent power,

NEP）是指能够产生光电流所需的最小光功率，与1赫兹时的噪声功率均方根值相等。与此相关的一个特性被称作是探测能力（detectivity,

D），它等于等效噪声功率的倒数。等效噪声功率大约等于光电二极管的最小可探测输入功率。

当光电二极管被用在光通信系统中时，这些参数直接决定了光接收器的灵敏度，即获得指定比特误码率（bit error rate）的最小输入 功率 。

光电二极管教程

工作原理

结光电二极管是一种基本器件，其功能类似于一个普通的信号二极管，但在结半导体的耗尽区吸收光时，它会产生光电流。光电二极管是一种快速，高线性度的器件，在应用中具有高量子效率，可应用于各种不同的场合。

根据入射光确定期望的输出电流水平和响应度是有必要的。图1描绘了一个结光电二极管模型，它由基本的独立槐毕元件组成，这样便于直观了解光电二极管的主要性质，更好地了解Thorlabs光电二极管工作过程。

图1 : 光电二极管模型

光电二极管相关术语

响应度

光电二极管的响应度可以定义为给定波长下，产生的光电流(IPD)和入射光功率(P)之比：

工作模式( 光导模式和光伏模式)

光电二极管可以工作在这两个模式中的一个: 光导模式(反向偏置)或光伏模式(零偏置)。 工作模式的选择根据应用中速度和可接受暗电流大小(漏电流)而定。

光导模式

处于光导模式时，有一个外加的偏压，这是我们DET系列探测器的基础。

电路中测得的电流代表器件接受到的光照; 测量的输出电流与输入光功率成正比。

外加偏压使得耗尽区的宽度增大，响应度增大，结电容变小，响应度趋向直线。

工作在这些条件下容易产生很大的暗电流，但可以选择光电二极管的材料以限制其大小。 (注: 我们的DET器件都是反向偏置的，不能工作在正向偏压下。)

光伏模式

光伏模式下，光电二极管是零偏置的。 器件的电流流动被限制，形成一个电压。 这种工作模式利用了光伏效应，它是太阳能电池的基础。 当工作在光伏模式时，暗电流最小。

暗电流

暗电流是光电二极管有偏压时的漏电流.

工作在光导模式时, 容易出现更高的暗电流, 并与温度直接相关. 温度每增加 10 °C, 暗电流几乎增加一倍, 温度每增加 6 °C,

分流电阻增大一倍. 显然, 应用更大的偏压会降低结电容, 但也会增加当前暗电流的大小。

当前的暗电流也受光电二极管材料和有源区尺寸的影响. 锗器件暗电流很大, 硅器件通常比锗器件暗电流小.下表给出了几种光电二极管材料及它们相关的暗电流, 速度, 响应波段和价格。

MaterialDark CurrentSpeedSpectral RangeCost

Silicon (Si)LowHigh SpeedVisible to NIRLow

Germanium (Ge)HighLow SpeedNIRLow

Gallium Phosphide (GaP)LowHigh SpeedUV to VisibleModerate

Indium Gallium Arsenide (InGaAs)LowHigh SpeedNIRModerate

Indium Arsenide Antimonide (InAsSb)HighLow SpeedNIR to MIRHigh

Extended Range Indium Gallium Arsenide (InGaAs)HighHigh SpeedNIRHigh

Mercury Cadmium Telluride (MCT, HgCdTe)HighLow SpeedNIR to MIRHigh

结电容

结电容（Cj）是光电二极管的一个重要性质，对光电二极管的带宽和响应有很大影响。需要注意的是，结区面积大的二极管结体积也越大，也拥有较大的充电电容。在反向偏压应用中，结的耗尽区宽度增加，会有效地减小结电容，增大响应速度。

带宽和响应

负载电阻和光电二极管的电容共同限制带宽。要得到最佳的频率响应，一个50欧姆的终端需要使用一条50欧姆的同轴电缆。带宽（fBW）和上升时间响应（tr）可以近似用结电容（Cj）和负载电阻（Rload）表示：

噪声等效功率

噪声等效功率(NEP)是信噪比等于1时产生的RMS信号电压。它是非常有用的参数，因为NEP决定了探测器探测弱光的能力。一般而言，NEP随着探测器的有效区域而增大，且可以用下式表示：

在这里，S/N是信噪比，Δf是噪声带宽，入射能量的单位是W/cm2。更多关于NEP的信息请看Thorlabs的 噪声等效功率白皮书 。

终端电阻

使用负载电阻将光电流转换为电压（VOUT）以便在示波器上显示：

根据光电二极管的类型，负载电阻影响其响应速度。为达到最大带宽，我们建议在同轴电缆的另一端使用50欧姆的终端电阻。其与电缆的本征阻抗相匹配，将会最小化谐振。如果带宽不重要，您可以增大负载电阻（Rload），从而增大给定光功率下的光电压。终端不匹配时， 电缆的长度对响应影响很大，所以我们建议使电缆越短越好。

分流电阻

分流电阻代表零偏压下光电二极管的结电阻。理想的光电二极管分流电阻无限大，但实际值可能从十欧姆到几千兆欧不等，与其材料有关。例如，InGaAs探测器分流电阻在10兆欧姆量级，而Ge探测器的分流电阻在千欧量级。这会显著影响光电二极管的噪声电流。然而，在大部分应用中，大电阻几乎不产生效应，因而可以忽略。

串联电阻

串联电阻是半导体材料的电阻，这个小电阻通常可以忽略。串联电阻来自于光电二极管的触点和线接头，通常用来确定二极管在零偏压下的线性度。

通用工作电路

图2 ：反向偏压电路（DET 系列探测器）

DET系列探测器有上面所示的模块化电路。探测器反向偏置对输入光产生线性响应。光电流的大小与入射光大小以及波长有关，输出端加一个负载电阻就可以在示波器上显示。RC滤波电路的作用是滤掉输入电源的高频噪声，这些噪声会影响输出端的噪声。

图3 ：放大探测器电路

也可以用光电探测器加放大器来实现所需要的高增益。用户可以选择工作在光导模式和光伏模式。使用这个有源电路有几个优势：

光伏模式：由于运算放大器A点电势和B点电势相等，因而光电二极管两端的电势差为零伏。这样最小化了暗电流的可能

光导模式：二极管反向偏置，于是增大了带宽降低了结电容。探测器的增益与反馈元件（Rf）有关。探测器的带宽可用下面的式子计算：

其中GBP是放大器增益带宽积，CD是结电容和放大器电容之和。

斩波频率的影响

光导体信号将保持不变，直到时间常数响应极限为止。许多探测器（包括PbS、PbSe、HgCdTe (MCT)和InAsSb探测器）具有1/f的典型噪声频谱(即，噪声随着斩波频率增大而减小)，这会对低频时的时间常数具有较大影响。

探测器在低斩波频率下会表现出较低响应度。频率响应和探测率对于下式最大化

⑶ 无源射频电路最大频率可以做到多少

S是复拍含频率，S=σ+jω，有频率的量纲，频域分析中令实部为零，所以S=jω。BW在通频带的概念中有啊。通频带用于衡量放大电路对不同频率信号的放大能力。由于放大电路中电容、电感及半导体器件结电容等电抗元件的存在，在输入信号频率较低或较高时，放大倍数的数值会下降并产生相移。通常情况下，放大电路只适用于放大某一个特定频率范围内的信号。如图所示为某放大电路的幅频特性曲线。f1-f2之间为通频带下限截止频率fL：在信号频率下降到一定程度时，放大倍数的数值明显下降，使放大倍数的数值等于0.707倍的频率称为下限截止频率fL。上限截止频率fH：信号频率上升到一定程度时，放大倍数的数值也将下降，使放大倍数的数值等于0.707倍的频率称为上限截止频率fH。通频带fbw：fL与fH之间形成的频带称中频段，或通频带fbw。fbw＝fH－fL或者定义为：在信号传输族亩系统中,系统输出信号从最大值衰减兆贺森3dB的信号频率为截止频率,上下截止频率之间的频带称为通频带,用BW表示通频带越宽，表明放大电路对不同频率信号的适应能力越强。参考：/view/141526.htm

⑷ 空军中的人在回路系统是什么啊

外回路和内回路

飞行控制，说白了就是控制飞机去飞行。

但稿颂举是对于飞行控制，很多朋友经常会把AFCS（自动飞行控制系统）和PFCS/FBW（主飞行控制系统/电传飞行控制系统）的功能搞混。

以民航航线飞行为例，大家知道民航机的飞行行为分为两种，一种是从A地飞抵B地，一种是飞行过程中的颠簸，倾斜，偏航。

对于前一种飞行，我们针对地球本体坐标系（或称为大地坐标系）研究飞机的运动，可以把飞机看成“质点”，把它称为位移或者叫飞机的轨迹键碧控制，这个属于飞机的“外回路”控制，通常由自动飞行控制系统（AFCS）或者驾驶仪（AP）实现，现代飞机还将导航计算机升级，发展成具备多功能的任务管理系统（樱神VMS/FMS），指导或者直接替代AFCS进行飞机的4D导航控制。现在流行的“火-飞-推”，也是外回路的事。

对于后一种飞行，是针对飞机本体坐标系和气流坐标系进行研究，研究的飞行的“姿态”。这个本质是如何权衡飞机的稳定性和机动性设计，这个属于飞机的“内回路”控制，是控制增稳系统/电传控制系统需要解决的问题。

其实，飞行控制说白了就是玩牛顿力学、坐标系变换和控制理论，现在战斗机上用坐标系，最多能定义出超过10个，如何把握其中各个用途的坐标系之间的原点平移和转动也是门基础。

⑸ 放大电路电压增益的频率特性表达式的标准形式是什么

放大电路电压增益的频腔罩段率特性表达式的标准形式是什闷旦么伍誉
通频带fbw=fH-fL，fH是上限截止频率，fL是下限截止频率。

⑹ 泰克示波器带宽怎么设置

示波器带宽限制设置：在枣亮的通道按钮里面，你按下CH1按钮，出现的菜单上应该就有带宽限制的选项了。

大多数示波器中存在限制示波器带宽的电路。限制带宽开启后凳携宽，可以减少显示波形中不时出现的噪声，显示的波形会显得更为清晰。但请注意，在消除噪声的时候，带宽限制同样会减少或者消除高频信号成分。鼎阳示波器，带宽限制开启后将有效滤除20M以上的噪声信号。

示波器带宽是指输入一个幅度相同，频率变化的信号，当示波器读数比真值衰减3dB时，此时的频率即为示波器的带宽。也就是说，输入信号在示波器带宽处测试值为真值-3dB，带宽不是示波器能显示的频率。一般情况下，示波器带宽应为所测信号频率的3~5倍。

与示波器带宽规格紧密相关的是其上升时间参数。具备高斯频响的示波器，按照10%到90%的标准衡量，上升时间约为0.35/fBW。具备平坦频响的示波器上升时间规格一般在0.4/fBW范围上，随示波器频率滚降特性的陡度不同而有所差异。

如果在进行上升时间和下降时间参数测量时允许20%的隐闹定时误差，那么带宽为1GHz的示波器就能满足该数字测量应用的要求。但如果要求定时精度在3％范围内，那么采用带宽为2GHz的示波器更好。

⑺ 急急急 放大电压在放大电路的下限截止频率或上限截止频率时的放大倍数值是多少

规定放大倍数为正常值的1/(√2），时，即为频率范围的极限，所以反过来，在薯碰频亮雹率的上限和下限，放大倍数就是原来放数键谈大倍数的1/(√2）。

⑻ 整个电路带宽10m以上，输入网络电容多大时时放大器不稳定

开关电容ADC及其驱动放大器之间的阻抗谐振匹配方法来源：今日电子 | 作者：美国模拟器件 Eric Newn Rob Reeder高采样速率模数转换器（ADC）通常用在现代无线接收器设计中，以中频（IF）采样速率采集复数调制的。这类设计通常都选用基于CMOS开关电容的ADC，因为它们的低成本和低功耗特点很吸引人。但这类ADC采用一种直接连接到采样网络的无缓冲器的前端，这样就会出现驱动ADC的放大器的输入跟踪和保持阻抗随时间变化的问题。为了有效地驱动ADC，使噪声最低和有用失真最小，必须设计一种无源网络接口帮助抑制宽带噪声，并对跟踪阻抗和保持阻抗进行变换以便为驱动放大器提供更好的负载阻抗。针对几种常见的IF频率，本文中提出了一种谐振匹配方法，用于将跟踪和保持阻抗转换为比较容易计算的负载，从而实现抗锯齿滤波器的精密设计。开关电容ADC开关电容ADC不带缓冲器，以便能降低功耗。这种ADC的采样保持放大器电路（SHA）主要包括一个输入开关、一个输入采样电容器、一个采样开关和一个放大器。如图1所示，输入开关直接连接驱动器和采样电容器。输入开关闭合时（跟踪模式），驱动器电路驱动输入电容器，当此模式结束时，输入电容器开始对输入进行采样（捕获）。而当输入开关断开时（保持模式），驱动器被输入电容器隔离。ADC的跟踪模式周期和保持模式周期大约相等。 点击看原图图1 连接到放大器驱动器的开关电容ADC简化输入模型图2 AD在跟踪和保持两种模式下的不同输入频率在SHA的跟踪模式期间和保持模式期间，ADC输入阻抗的状态是不同的，这就很难使ADC的输入阻抗与驱动电路之间始终匹配。因为ADC只能在跟踪模式期间检测输入，所以在此期间输入阻抗应与驱动电路匹配。输入阻抗与频率的关系主要由采样电容器和通路中所有的寄生电容决定。为了精确地匹配阻抗，了解输入阻抗和频率的关系是非常必要的。图2为AD在输入频率高达1GHz时的输入阻抗特性。蓝色曲线和红色曲线分别表示ADC输入SHA网络在跟踪和保持模式下输入电容阻抗的虚部（对应右边的纵坐标）。在小于 MHz时，电容阻抗的虚部从跟踪模式下的大于4pF变化到保持模式下的1pF。输入SHA网络在跟踪和保持模式下的输入阻抗实部分别用橙色和绿色曲线表示（对应左边的纵坐标）。正如预期的那样，与保持模式相比，跟踪模式下的阻抗值要低得多。带缓冲器输入的ADC阻抗在整个标称宽带内都保持恒定，而开关电容ADC的输入阻抗在最初的MHz输入带宽内会产生很大变化。阻抗谐振匹配方法为了有效地将有用耦合到ADC的理想奈奎斯特（Nyuist）区内，必须要彻底了解ADC在有用频率范围内的跟踪和保持阻抗。有几家ADC商已经提供了供网络使用的散射参数和（或）阻抗参数。输入阻抗数据可用于设计阻抗变换网络，其有助于捕获有用并抑制其他频率范围内的无用。如果知道了任何输入系统的差分输入阻抗，那么有可能设计出一个具有低损耗的电抗匹配网络。输入阻抗可以用复数ZIN=R+jX表示，其中R表示输入阻抗中的等效串联电抗，X表示虚串联电抗，这样就可以找到一个将这种复数阻抗变换成负载的等效网络。通常，输入阻抗被等效成一个并联RC网络。为了找到一个等效的RC并联网络，我们可以利用下述公式将阻抗转换为导纳。(1)有许多软件程序可以计算复数的倒数，例如Matlab和MathCad，甚至像Excel的较新版本都有此功能。IF采李孙样和奈奎斯特区考虑只有当有用或频率处于第一奈奎斯特区内时才会进行基带采样。但是，有些转换器可以在高于第一奈奎斯特区的频域内采样，这被称作欠采样或是IF采样。图3示出如何用相对于80 MHz采样频率（Fs）的 MHz中频来定义ADC的奈奎斯特区，实质上处于第四奈奎源扰早斯特区内。IF频率的镜像频率可以映射到第一奈奎斯特区，这就好像在第一奈奎斯特区看到一个20 MHz的一样。还应该注意到大多数FFT仪，例如ADC AnalyzerTM，只能第一奈奎雹雀斯特区或0～0.5Fs的FFT。因此，如果有用频率高于0.5Fs，那么镜像频率可被映射到第一奈奎斯特区或者常说的基带。如果杂散频率也在可用带宽内，这样就会使事情变得复杂。图3 奈奎斯特区的定义那么，当ADC偏离采样频率0.5Fs时怎能满足奈奎斯特准则呢？这里重述Walt Kester在ADI高速IC研讨会技术资料中介绍的&lo;奈奎斯特准则&ro;，即的采样速率必须大于等于其带宽的两倍，才能保持的完整信息，该准则也可见式（2）。FS>2FBW (2)其中，Fs表示采样频率，FBW表示最高有用频率。这里的关键是要注意有用频率的位置。只要没有重叠并且留在一个奈奎斯特区内，就可以满足奈奎斯特准则。唯一不同的是有用频率的位置从第一奈奎斯特区到了高阶奈奎斯特区。 IF采样已经越来越受欢迎，因为它允许设计工程师去除链中的混频级电路。这样就能提高性能，因为减少了链中元件总数量，实际上降低了引入系统的附加噪声，从而进一步提高系统总的信噪比（SNR）。在某些情况下，这样做还可以提高无杂散动态范围性能（SFDR），因为消除了混频级电路会降低本地振荡器（LO）通过混频器引起的泄漏。在进行IF采样时，对高频抗锯齿滤波器（AAF）的设计是相当重要的。在大多数情况下，AAF被设计在有用频带内的中心。在IF采样应用中，恰当的滤波器设计是至关重要的，以便低奈奎斯特区内的低频噪声不会落入有用频率所在的高阶奈奎斯特区。而且，不良的滤波器设计会导致在本底噪声的基带镜像出现过多的噪声。图4显示了抗锯齿滤波器的阻带衰减特性。很显然，系统动态范围和带通滤波器的阶数有直接的关系。此外，系统的阶数还依赖于系统的分辨率。分辨率越低，本底噪声就越高，具有的混频效应就越小，因此对系统的阶数要求就越低。但是，有些高阶 滤波器可能会在通带中产生较多的纹波，这会对系统的性能起到反作用，因为其引发了相位失真和幅度失真。总之，在设计抗锯齿滤波器时必须非常小心。抗锯齿滤波器设计抗锯齿滤波器有助于减少无用奈奎斯特区中的内容，否则会产生带内混频从而降低动态性能。通常采用LC网络设计抗锯齿滤波器，而且必须要明确规范源阻抗和负载阻抗，以便获得要求的阻带特性和通频带特性。通常采用切比雪夫（Chebyshev）或巴特沃斯（Butterworth）多项式定义滤波器的传递函数。有几种滤波器设计程序有助于简化这个问题，例如NuHertz Technologies的Filter Free4.0或Agilent Technologies的ADS。另外，可以使用滤波器设计手册来找到归一化的原型滤波器参数值，然后根据要求的截止频率和负载阻抗按适当比例进行设计。图5(a)中提供了一个四阶的归一化原型滤波器实例。该滤波器遵循切比雪夫多项式，针对5:1的负载和源阻抗比，理论上可提供小于0.5dB的纹波。对于MHz的截止频率和W的负载阻抗，其单端等效网络如图5(b)表示。大多数高速ADC都能够利用差分输入接口完成高动态范围IF采样。因此有必要将单端网络转换为如图5(c)所示的差分网络。在转换为最终的差分网络时，串联阻抗实质上被减半了（见图5(d)）。值得一提的是，试图建立印制电路板（PCB）寄生元件模型以便选择最佳的L和C值是很明智的做法。最终实现的网络采用了比理论值稍低的电感值，以便适应电路印制线的串联电感。应该注意的是图5(c)中的负载现在用图5(d)中的ADC接口代替，包括一个分流电感器和共模偏置电阻器。偏置电阻为每个差分输入端提供所需的直流偏置，并且与原来的跟踪阻抗和谐振分流电感器结合起来共同为负载提供滤波器。考虑网络的品质因数是很重要的。负载和源阻抗的比例越大，就越需要注意元件值和布线的寄生效应。通常需要采用一些经验性的反复试验法来优化网络接口，以达到噪声和失真性能的最佳组合。采用能精确地捕获实际L和C寄生效应的元件模型对网络响应进行仿真是较为合适的。测试性能上例中的电路设计提供了优良动态性能（见图6）。应该注意在有和没有适当设计接口网络两种情况下 SFDR和总谐波失真的差异。谐振分流电感器转换了ADC的原始阻抗，从而为滤波器提供可预测的负载阻抗。另外，分流电感有助于吸收所有的低频闪烁噪声和DC失调，不然它们会破坏0Hz频率附近的本底噪声。抗锯齿滤波器有助于抑制高频宽带噪声，不然它们会造成带内混频，而且它还有助于抑制驱动放大器输出端出现的高频谐波。这样就为工作在MHz中心频率的高IF采样接收器提供了一种合适的解决方案。整个2MHz带宽内频率响应的均匀性小于±0.2dB，并且其组延时小于10ns。图6 在MHz频率下用AD驱动AD前后的波形图7提供了一个低频率案例。该解决方案适合于可用带宽为5 MHz的双倍向下变频IF采样设计，其延时小于ns，通带纹波小于±0.25dB。在这种案例中，采用AD差分放大器驱动14bit，65 Msps的AD CMOS ADC。还可以将同样的设计方法用于先前的案例，会使级联本底噪声改进6dB以上，而SFDR可以提高10dB以上。图7 在48MHz频率下AD区动AD前后的波形感觉还是找个专业的问问好的 或者到硬之城上面找找有没有这个型号 把资料弄下来慢慢研究研究

⑼ 【急！！！！】已知某放大电路的上下限截止频率分别为20HZ和100KHZ,则通频带fbw=

是不是太简单不敢相信？fbw=fh-fl=99.98khz，

⑽ 音频功率放大器的设计 急急急急急急~！！！！1

后级电路可以用TDA2009 2005等 10W+10W 前级你可以用运放做悄悔带通滤波器 去过要阻抗高你可以用差动放大电路 加 运放谨山二祥运中阶滤波 就Ok了