压扩电路

『壹』 数字信号和模拟信号区别

(1)抗干扰能力强、无噪声积累。在模拟通信中，为了提高信噪比，需要在信号传输过程中及时对衰减的传输信号进行放大，信号在传输过程中不可避免地叠加上的噪声也被同时放大。随着传输距离的增加，噪声累积越来越多，以致使传输质量严重恶化。�

对于数字通信，由于数字信号的幅值为有限个离散值(通常取两个幅值)，在传输过程中虽然也受到噪声的干扰，但当信噪比恶化到一定程度时，即在适当的距离采用判决再生的方法，再生成没有噪声干扰的和原发送端一样的数字信号，所以可实现长距离高质量的传输。�

(2)便于加密处理。信息传输的安全性和保密性越来越重要，数字通信的加密处理的比模拟通信容易得多，以话音信号为例，经过数字变换后的信号可用简单的数字逻辑运算进行加密、解密处理。

(3)便于存储、处理和交换。数字通信的信号形式和计算机所用信号一致，都是二进制代码，因此便于与计算机联网，也便于用计算机对数字信号进行存储、处理和交换，可使通信网的管理、维护实现自动化、智能化。�

(4)设备便于集成化、微型化。数字通信采用时分多路复用，不需要体积较大的滤波器。设备中大部分电路是数字电路，可用大规模和超大规模集成电路实现，因此体积小、功耗低。�

(5)便于构成综合数字网和综合业务数字网。采用数字传输方式，可以通过程控数字交换设备进行数字交换，以实现传输和交换的综合。另外，电话业务和各种非话业务都可以实现数字化，构成综合业务数字网。�

(6)占用信道频带较宽。一路模拟电话的频带为4kHz带宽，一路数字电话约占64kHz，这是模拟通信目前仍有生命力的主要原因。随着宽频带信道(光缆、数字微波)的大量利用(一对光缆可开通几千路电话)以及数字信号处理技术的发展(可将一路数字电话的数码率由64kb/s压缩到32kb/s甚至更低的数码率)，数字电话的带宽问题已不是主要问题了。

以上介绍可知，数字通信具有很多优点，所以各国都在积极发展数字通信。近年来，我国数字通信得到迅速发展，正朝着高速化、智能化、宽带化和综合化方向迈进。�

数字信号的产生
(1)模拟信号�

信号波形模拟着信息的变化而变化，模拟信号其特点是幅度连续(连续的含义是在某一取值范围内可以取无限多个数值)。模拟信号，其信号波形在时间上也是连续的，因此它又是连续信号。模拟信号按一定的时间间隔T抽样后的抽样信号，由于其波形在时间上是离散的，它又叫离散信号。但此信号的幅度仍然是连续的，所以仍然是模拟信号。电话、传真、电视信号都是模拟信号。��

(2)数字信号

数字信号其特点是幅值被限制在有限个数值之内，它不是连续的而是离散的。二进码，每一个码元只取两个幅值(0，A)：四进码，每个码元取四(3、1、－1、－3)中的一个。这种幅度是离散的信号称数字信号。

信号数字化过程
信号的数字化需要三个步骤：抽样、量化和编码。抽样是指用每隔一定时间的信号样值序列来代替原来在时间上连续的信号，也就是在时间上将模拟信号离散化。量化是用有限个幅度值近似原来连续变化的幅度值，把模拟信号的连续幅度变为有限数量的有一定间隔的离散值。编码则是按照一定的规律，把量化后的值用二进制数字表示，然后转换成二值或多值的数字信号流。这样得到的数字信号可以通过电缆、微波干线、卫星通道等数字线路传输。在接收端则与上述模拟信号数字化过程相反，再经过后置滤波又恢复成原来的模拟信号。上述数字化的过程又称为脉冲编码调制。

抽样�

话音信号是模拟信号，它不仅在幅度取值上是连续的，而且在时间上也是连续的。要使话音信号数字化并实现时分多路复用，首先要在时间上对话音信号进行离散化处理，这一过程叫抽样。所谓抽样就是每隔一定的时间间隔T，抽取话音信号的一个瞬时幅度值(抽样值)，抽样后所得出的一系列在时间上离散的抽样值称为样值序列，如图2－４所示。抽样后的样值序列在时间上是离散的，可进行时分多路复用，也可将各个抽样值经过量化、编码变换成二进制数字信号。理论和实践证明，只要抽样脉冲的间隔T≤12fm(或≥2fm)(fm是话音信号的最高频率)，则抽样后的样值序列可不失真地还原成原来的话音信号。��

例如，一路电话信号的频带为300～3400Hz，fm=3400Hz，则抽样频率fs≥2×3400=6800Hz。如按6800Hz的抽样频率对300～3400Hz的电话信号抽样，则抽样后的样值序列可不失真地还原成原来的话音信号，话音信号的抽样频率通常取8000Hz/s。对于PAL制电视信号。视频带宽为6MHz，按照CCIR601建议，亮度信号的抽样频率为13.5MHz，色度信号为6.75MHz。�

量化

抽样把模拟信号变成了时间上离散的脉冲信号，但脉冲的幅度仍然是模拟的，还必须进行离散化处理，才能最终用数码来表示。这就要对幅值进行舍零取整的处理，这个过程称为量化。量化有两种方式，示于图2－5中。图2－5(a)所示的量化方式中，取整时只舍不入，即0～1伏间的所有输入电压都输出0伏，1～2伏间所有输入电压都输出1伏等。采用这种量化方式，输入电压总是大于输出电压，因此产生的量化误差总是正的，最大量化误差等于两个相邻量化级的间隔Δ。图(b)所示的量化方式在取整时有舍有入，即0～0.5伏间的输入电压都输出0伏，0.5～1�5伏间的输出电压都输出1伏等等。采用这种量化方式量化误差有正有负，量化误差的绝对值最大为Δ/2。因此，采用有舍有入法进行量化，误差较小。

实际信号可以看成量化输出信号与量化误差之和，因此只用量化输出信号来代替原信号就会有失真。一般说来，可以把量化误差的幅度概率分布看成在-Δ/2～+Δ/2之间的均匀分布。可以证明，量化失真功率�，即与最小量化间隔的平方成正比。最小量化间隔越小，失真就越小。最小量化间隔越小，用来表示一定幅度的模拟信号时所需要的量化级数就越多，因此处理和传输就越复杂。所以，量化既要尽量减少量化级数，又要使量化失真看不出来。一般都用一个二进制数来表示某一量化级数，经过传输在接收端再按照这个二进制数来恢复原信号的幅值。所谓量化比特数是指要区分所有量化级所需几位二进制数。例如，有8个量化级，那么可用三位二进制数来区分，因为，称8个量化级的量化为3比特量化。8比特量化则是指共有个量化级的量化。�

量化误差与噪声是有本质的区别的。因为任一时刻的量化误差是可以从输入信号求出，而噪声与信号之间就没有这种关系。可以证明，量化误差是高阶非线性失真的产物。但量化失真在信号中的表现类似于噪声，也有很宽的频谱，所以也被称为量化噪声并用信噪比来衡量。�

上面所述的采用均匀间隔量化级进行量化的方法称为均匀量化或线性量化，这种量化方式会造成大信号时信噪比有余而小信号时信噪比不足的缺点。如果使小信号时量化级间宽度小些，而大信号时量化级间宽度大些，就可以使小信号时和大信号时的信噪比趋于一致。这种非均匀量化级的安排称为非均匀量化或非线性量化。数字电视信号大多采用非均匀量化方式，这是由于模拟视频信号要经过校正，而校正类似于非线性量化特性，可减轻小信号时误差的影响。�

对于音频信号的非均匀量化也是采用压缩、扩张的方法，即在发送端对输入的信号进行压缩处理再均匀量化，在接收端再进行相应的扩张处理。��

目前国际上普遍采用容易实现的A律13折线压扩特性和μ律15折线的压扩特性。我国规定采用A律13折线压扩特性。�

采用13折线压扩特性后小信号时量化信噪比的改善量可达24dB，而这是靠牺牲大信号量化信噪比(亏损12dB)换来的。�

编码�

抽样、量化后的信号还不是数字信号，需要把它转换成数字编码脉冲，这一过程称为编码。最简单的编码方式是二进制编码。具体说来，就是用n比特二进制码来表示已经量化了的样值，每个二进制数对应一个量化值，然后把它们排列，得到由二值脉冲组成的数字信息流，整个过程见图2－7。编码过程在接收端，可以按所收到的信息重新组成原来的样值，再经过低通滤波器恢复原信号。用这样方式组成的脉冲串的频率等于抽样频率与量化比特数的积，称为所传输数字信号的数码率。显然，抽样频率越高，量化比特数越大，数码率就越高，所需要的传输带宽就越宽。��

除了上述的自然二进制码，还有其他形式的二进制码，如格雷码和折叠二进制码等，表2－1示出了这三种二进制码。这三种码各有优缺点：(1)自然二进制码和二进制数一一对应，简单易行，它是权重码，每一位都有确定的大小，从最高位到最低位依次为，可以直接进行大小比较和算术运算。自然二进制码可以直接由数/模转换器转换成模拟信号，但在某些情况，例如从十进制的3转换为4时二进制码的每一位都要变，使数字电路产生很大的尖峰电流脉冲。(2)格雷码则没有这一缺点，它在相邻电平间转换时，只有一位生变化，格雷码不是权重码，每一位码没有确定的大小，不能直接进行比较大小和算术运算，也不能直接转换成模拟信号，要经过一次码变换，变成自然二进制码。(3)折叠二进制码沿中心电平上下对称，适于表示正负对称的双极性信号。它的最高位用来区分信号幅值的正负。折叠码的抗误码能力强。

『贰』 什么是压扩处理

压扩是PCM调制编码中的概念，
在非线性量化中，采样输入信号幅度和量化输出数据之间定义了两种对应关系：一种称为μ律压扩算法；一种成为A律压扩算法。
μ律压扩
G.711标准建议的μ律压扩主要用在北美和日本等地区的数字电话通信中，按下面的式子（归一化）确定量化输入和输出的关系：
式中：x为输入信号幅度，规格化成 -1≤< /SPAN> x≤ 1;
sgn(x)为x的极性，x<0时为-1，否则为1；
μ为确定压缩量的参数，它反映最大量化间隔和最小量化间隔之比，取100≤μ≤ 500，现在多取μ=255。
由于μ律压扩的输入和输出关系是对数关系，所以这种编码又称为对数PCM。具体计算时，用μ＝255，可以把对数曲线变成8条折线以简化计算过程。
A律压扩
G.711标准建议的A律压扩主要用在中国大陆和欧洲等地区的数字电话通信中，按下面的式子确定量化输入和输出的关系：
0 ≤ | x| ≤ 1/A
1/A < |x| ≤ 1
式中：x为输入信号幅度，规格化成 -1 ≤< /SPAN > x ≤ 1;
sgn(x)为x的极性，x<0时为-1，否则为1；
A为确定压缩量的参数，它反映最大量化间隔和最小量化间隔之比，通常取A=87.6。
A律压扩的前一部分是线性的，其余部分与μ律压扩相同。A律压扩具有与μ律压扩相同的基本性能（在大信号区信噪比高于μ律量化器，但在小信号区不如μ律量化器）和实现方面的优点，尤其是还可以用直线段很好地近似，以便于直接压扩或数字压扩，并易于与线性编码格式相互转换。具体计算时，A＝87.56，为简化计算，同样把对数曲线部分变成13条折线。

『叁』 电路如何传播信息

1什么是模拟信号2与数字信号的区别3数字传输
什么是模拟信号
主要是与离散的数字信号相对的连续的信号。模拟信号分布于自然界的各个角落，如每天温度的变化，而数字信号是人为的抽象出来的在时间上不连续的信号。电学上的模拟信号是主要是指幅度和相位都连续的电信号，此信号可以被模拟电路进行各种运算，如放大，相加，相乘等。
模拟信号是指用连续变化的物理量表示的信息，其信号的幅度，或频率，或相位随时间作连续变化，如目前广播的声音信号，或图像信号等。
与数字信号的区别
(1)模拟信号与数字信号
不同的数据必须转换为相应的信号才能进行传输：模拟数据一般采用模拟信号(Analog
Signal)，例如用一系列连续变化的电磁波(如无线电与电视广播中的电磁波)，或电压信号(如电话传输中的音频电压信号)来表示；数字数据则采用数字信号(Digital
Signal)，例如用一系列断续变化的电压脉冲(如我们可用恒定的正电压表示二进制数1，用恒定的负电压表示二进制数0)，或光脉冲来表示。
当模拟信号采用连续变化的电磁波来表示时，电磁波本身既是信号载体，同时作为传输介质；而当模拟信号采用连续变化的信号电压来表示时，它一般通过传统的模拟信号传输线路(例如电话网、有线电视网)来传输。
当数字信号采用断续变化的电压或光脉冲来表示时，一般则需要用双绞线、电缆或光纤介质将通信双方连接起来，才能将信号从一个节点传到另一个节点。
(2)模拟信号与数字信号之间的相互转换
模拟信号和数字信号之间可以相互转换：模拟信号一般通过PCM脉码调制(Pulse
Code
Molation)方法量化为数字信号，即让模拟信号的不同幅度分别对应不同的二进制值，例如采用8位编码可将模拟信号量化为2^8=256个量级，实用中常采取24位或30位编码；数字信号一般通过对载波进行移相(Phase
Shift)的方法转换为模拟信号。
计算机、计算机局域网与城域网中均使用二进制数字信号，目前在计算机广域网中实际传送的则既有二进制数字信号，也有由数字信号转换而得的模拟信号。但是更具应用发展前景的是数字信号。
数字传输
图所示为一简单增量调制的仿真实验原理图。图中的话音信号源采用了一个高斯噪声源经过3KHz低通滤波器后的输出来模拟。调整图中的图符5的增益可以改变差值Δ的大小。在接收端，解调器未使用与本地解调器一致的电路，直接使用积分器解调输出。如果希望输出波形平滑，可在积分器和输出放大器之间加入一个低通滤波器，以滤除信号中的高频成分。所示是输入的模拟话音信号波形。是增量调制后的输出波形。为经过积分器解调后的输出波形。观察可以比较输入输出波形之间的失真。
由理论分析可知，ΔM的量化信噪比与抽样频率成三次方关系，即抽样频率每提高一倍则量化信噪比提高9dB。通常ΔM的抽样频率至少16KHz以上才能使量化信噪比达到15dB以上。32KHz时，量化信噪比约为26dB左右，可以用于一般的通信质量要求。如果设信道可用的最小信噪比为15dB，则信号的动态范围仅有11dB，远远不能满足高质量通信要求的35-50dB的动态范围，除非抽样频率提高到100KHz以上采用实用价值。上述理论分析的结论读者可以通过改变仿真实验的信号抽样频率观察到。当抽样频率低于16KHz时，信号失真已十分明显，当抽样频率为128KHz时失真较小。
改进ΔM动态范围的方法有很多，其基本原理是采用自适应方法使量阶Δ的大小随输入信号的统计特性变化而跟踪变化。如量阶能随信号瞬时压扩，则称为瞬时压扩ΔM，记作ADM。若量阶Δ随音节时间问隔（5一20ms）中信号平均斜率变化，则称为连续可变斜率增量调制，记作CVSD。由于这种方法中信号斜率是根据码流中连“1”或连“0”的个数来检测的，所以又称为数字检测、音节压扩的自适应增量调制，简称数字压扩增量调制。图9.20给出了数字压扩增量调制的方框图。
数字压扩增量调制与普通增量调制相比，其差别在于增加了连“1”连“0”数字检测电路和音节平滑电路。由于CVSD的自适应信息（即控制电压）是从输出码流中提取的，所以接收端不需要发送端传送专门的自适应信息就能自适应于原始信号，电路实现起来比较容易。对于数字压扩增量调制感兴趣的读者可以在上述仿真实验的基础上加入连“1”连“0”数字检测电路和音节平滑电路，重新仿真并观察改善情况。
参考资料：
http://ke..com/view/38288.html

『肆』 视频门禁对讲机的频射门禁对讲主机原理

01、中频接收部分的原理？一中频？二中频是多少？采用二次变频超外差方式,第一中频49.95MHZ,第二中频450KHZ。
02、RF接收的MPF调谐原理是什么？怎样调谐？作用？
03、APC电路的原理是什么怎样实现？发生时的高低功率如何实现？自动功率控制（APC）电路，通过检测末级放大器场效应管Q519的漏极电流来稳定发射的输出功率。电压比较电路U513用设定的参考电压来比较从末级电流所获得的电压。自动功率控制电压与U513输出的自动检测电压和参考电压之间的差值成正比。此输出电压控制场效应管功率放大器，保持发射部分输出功率为常数。发射部分输出功率可以通过微处理器控制APC电压进行调节。
04、IF的宽窄带怎样实现？为什么要实现宽窄带？通过声表面波滤波器实现，为了适应不同信道间隔需求。包括25k,20k,12.5k.
05、TA31136起什么作用？它的输入信号是什么？它能输出几种信号？都有什么作用？输出和输入有什么关系？是第二中频检测器，将从第一中频输出的49.95MHZ的信号转换成50.4MHZ的音频信号输出；输入的是第二中频信号；输出信号有：反相放大输出、解调的AF信号输出、中频放大信号输出、
06、静噪检测电路怎样实现？MCU如何进行检测此信号？与信噪比有怎样的对应关系？静噪电路：当信号太微弱而只能收到杂声时断掉无线接收器的电子电路。当对讲机对接收信号进行中频解调后，亚音频信号经过滤波、整形，输入到MCU中，与本机设定的CTCSS频率进行比较，然后产生一个电平控制AF MUTE和SP MUTE，从而决定是否开启静音。MCU检测此信号：从中频处理电TA31136输出的音频信号的一部分再次进入调频集成电路，通过滤波器和放大器对其噪声分量进行整流，产生一个和噪声分量相对应的直流电压。送到MCU的模拟端口进行检测。输入的直流电压和一个预先设置的电压值比较大小，根据比较结果控制开放或关闭扬声器的输出。
07、RSSI检测电路怎样实现？MCU如何进行检测此信号？RSSI与接收电平有怎样的对应关系？ TA31136的RSSI端根据输入信号电平为中频放大器输出直流电平。
08、预加重和去加重电路是如何组成？起什么作用？有怎样的技术指标？ 组成：主要由AK2346中的预加重和去加重电路实现，外围电路也可以实现预加重和去加重功能，预加重由高通滤波器实现，去加重由低通滤波器实现。作用：音质主要取决于预加重和去加重电路技术指标
09、压、扩电路是如何组成？起什么作用？有怎样的技术指标？组成：由AK2346中的压缩扩展电路组成作用：语音处理电路语音压扩电路和低水平扩张电路的应用，这对于保真语音有很好的效果。
10、二音、五音、亚音频、亚音数码、双音多频这几种信令怎样组成？有什么作用？在TC900中是怎样产生和解码的？又是怎样被调制的？答：两音信令，由两个音频信号组成，A Tone + B Tone。 先发A Tone一段时间，然后间隔一段时间，再发B Tone。利用2-TONE信令可选择呼叫相应的对讲机；5 音信令，作用与两音信令相同，区别在于由五种频率组成；CTCSS (Continuous Tone Controlled Squelch System) , 连续语音控制静噪系统，俗称亚音频，是一种将低于音频频率的频率（67Hz-250.3Hz）附加在音频信号中一起传输的技术。因其频率范围在标准音频以下，故称为亚音频。当对讲机对接收信号进行中频解调后，亚音频信号经过滤波、整形，输入到CPU中，与本机设定的CTCSS频率进行比较，从而决定是否开启静音；CDCSS (Continuous Digital Controlled Squelch System)，连续数字控制静噪系统，其作用与CTCSS相同，区别在于它是以数字编码方式来作为静音是否开启的条件；使用CTCSS/CDCSS功能可以避免接收不相干的呼叫。DTMF（Dual Tone Multi Frequency），双音多频，由高频群和低频群组成，高低频群各包含4个频率。一个高频信号和一个低频信号叠加组成一个组合信号，代表一个数字。DTMF信令有16个编码。利用两音/DTMF信令可选择呼叫相应的对讲机。
11、打开PA能否会产生冲击？如何减少该冲击？
12、AK2346都有什么功能？是如何对MSK信令编解码的？MSK解码的最佳的输入电平是多少？如何调整该输入电平？输入信号的信噪比对误码率有什么影响？AK2346功能有：音频处理；收发放大；扰频；预加重和去加重；MSK的编解码， 限幅的作用；音频压、扩等。外边的模拟正弦信号过来后，通过设置AK2346的control register,1control register 2和volume Register2进行编解码，在解码和编码结束时AK2346会产生一个中断信号通知MCU进行存储数据，然后由MCU通过交织和反转等算法进行运算。最小频移键控追求信号相位路径的连续性，是二进制连续相位FSK（CPFSK）的一种。这种调制方式能以最小的调制指数h=0.5获得正交的调制信号。
13、芯片的工作原理是什么？如何解决它和AT24C256的SDL、SCL的数据冲突问题？RTC-INT与MCU是什么关系？CHARGE如何给时钟电池充电？由于共享cpu的I2C总线，所以会产生一些资源的上冲突问题，是由OS系统的互斥信号管理来解决，另外由cpu分时操作来解决，就是在发R5VC387它的时候，mcu发送它的启动地址不允许AT24C256他在这个时间内操作数据线。

『伍』 模拟信号的数字传输

图2所示为一简单增量调制的仿真实验原理图。图中的话音信号源采用了一个高斯噪声源经过3KHz低通滤波器后的输出来模拟。调整图中的图符5的增益可以改变差值Δ的大小。在接收端，解调器未使用与本地解调器一致的电路，直接使用积分器解调输出。如果希望输出波形平滑，可在积分器和输出放大器之间加入一个低通滤波器，以滤除信号中的高频成分。所示是输入的模拟话音信号波形。是增量调制后的输出波形。为经过积分器解调后的输出波形。观察可以比较输入输出波形之间的失真。
由理论分析可知，ΔM的量化信噪比与抽样频率成三次方关系，即抽样频率每提高一倍则量化信噪比提高9dB。通常ΔM的抽样频率至少16KHz以上才能使量化信噪比达到15dB以上。32KHz时，量化信噪比约为26dB左右，可以用于一般的通信质量要求。如果设信道可用的最小信噪比为15dB，则信号的动态范围仅有11dB，远远不能满足高质量通信要求的35-50dB的动态范围，除非抽样频率提高到100KHz以上采用实用价值。上述理论分析的结论读者可以通过改变仿真实验的信号抽样频率观察到。当抽样频率低于16KHz时，信号失真已十分明显，当抽样频率为128KHz时失真较小。
改进ΔM动态范围的方法有很多，其基本原理是采用自适应方法使量阶Δ的大小随输入信号的统计特性变化而跟踪变化。如量阶能随信号瞬时压扩，则称为瞬时压扩ΔM，记作ADM。若量阶Δ随音节时间问隔（5一20ms）中信号平均斜率变化，则称为连续可变斜率增量调制，记作CVSD。由于这种方法中信号斜率是根据码流中连“1”或连“0”的个数来检测的，所以又称为数字检测、音节压扩的自适应增量调制，简称数字压扩增量调制。图9.20给出了数字压扩增量调制的方框图。
数字压扩增量调制与普通增量调制相比，其差别在于增加了连“1”连“0”数字检测电路和音节平滑电路。由于CVSD的自适应信息（即控制电压）是从输出码流中提取的，所以接收端不需要发送端传送专门的自适应信息就能自适应于原始信号，电路实现起来比较容易。对于数字压扩增量调制感兴趣的读者可以在上述仿真实验的基础上加入连“1”连“0”数字检测电路和音节平滑电路，重新仿真并观察改善情况。

『陆』 从时域和频域的角度描述理想抽样和实际抽样的异同点

理想采样是用冲激进行采样，自然采样和瞬时采样都是用矩形方波进行采样。不同之处是自然采样是曲顶采样，瞬时采样是平顶采样。

------------

比较采用矩形窄脉冲进行抽样与采用冲激脉冲进行抽样(理想抽样)的过程和结果，可以得到以下结论：
（1）它们的调制(抽样)与解调(信号恢复)过程完全相同，差别只是采用的抽样信号不同。
（2）矩形窄脉冲抽样的包络的总趋势是随上升而下降，因此带宽是有限的；而理想抽样的带宽是无限的。矩形窄脉冲的包络总趋势按Sa函数曲线下降，带宽与τ有关。τ越大，带宽越小，τ越小，带宽越大。
（3）τ的大小要兼顾通信中对带宽和脉冲宽度这两个互相矛盾的要求。通信中一般对信号带宽的要求是越小越好，因此要求τ大；但通信中为了增加时分复用的路数要求τ小，显然二者是矛盾的。
在PAM方式中，除了上面所说的形式外，还有别的一些形式。可以看到，上面讨论的已抽样信号的脉冲“顶部”是随变化的，即在顶部保持了变化的规律，这是一种“曲顶”的脉冲调幅；另外还有一种是“平顶”的脉冲调幅。通常把曲顶的抽样方法称为自然抽样，而把平顶的抽样称为瞬时抽样或平顶抽样。下面讨论平顶抽样的PAM方式。
平顶抽样所得到的已抽样信号如图6-6(a)所示，这里每一抽样脉冲的幅度正比于瞬时抽样值，但其形状都相同。从原理上讲，平顶抽样可以由理想抽样和脉冲形成电路得到，实行原理框图如图6-6(b)所示。从原理框图中可以看到，信号首先与相乘，形成理想抽样信号，然后让它通过一个脉冲形成电路，其输出即为所需的平顶抽样信号

图6 平顶抽样信号及其产生原理

脉冲形成电路的作用是将理想抽样得到的冲激脉冲串，变为一系列平顶的脉冲(矩形脉冲)，因此，这种抽样被称为平顶抽样。对于平顶抽样来说，由于脉冲形成电路的输入端是冲击脉冲序列，因此，脉冲形成电路的作用是把冲击脉冲变为矩形脉冲。由此分析，可以得到脉冲形成器输出的数学描述。
设脉冲形成电路的传输函数为，其输出信号频谱应为：

(1-7)

分析式(6-7)可以发现，当n = 0时得到的频谱函数为，与信号的频谱函数进行比较，相差一个系统函数。因此，采用低通滤波器不能直接从中滤出所需基带信号。
为了从已抽样信号中恢复出原基带信号，可以采用图6-7所示的解调原理方框图。

图7 平顶抽样PAM信号恢复及其原理框图

从式(6-7)看出，不能直接使用低通滤波器滤出所需信号的原因在于信号的频谱函数受到了的加权，如果在接收端低通滤波之前用特性为的网络加以修正，则低通滤波器输入信号的频谱变成：

(1-8)

利用式(1-8)的处理，通过低通滤波器便能无失真地恢复。

最后指出，在实际中，平顶抽样的PAM信号常常采用抽样保持电路来实现，得到的脉冲为矩形脉冲。但原理上，只要能够反映瞬时抽样值的任意脉冲形式都是可以被采用的。

三、模拟信号的量化
抽样定理说明了这样一个结论：一个模拟信号可以用它的抽样值充分地代表。例如语言信号是一个时间连续，幅度变化范围连续的波形。虽然在抽样以后，抽样值在时间上变为离散了，但可以证明时间离散的波形中将包含原始语音信号的所有信息。
但是，这种时间离散的信号在幅度上仍然是连续的，它仍属模拟信号。当这种抽样后的信号经过一个有噪声干扰的信道时，信道中的噪声会叠加在抽样值上面，使得接收端不可能精确地判别抽样值的大小。并且噪声叠加在抽样值上的影响是不能消除的，特别是当信号在整个传输系统中采用很多个接力站进行多次中继接力时，噪声将会是累积的。接力站越多，累积的噪声越大。
为了消除这种噪声的累积，可以在发送端用有限个预先规定好的电平来表示抽样值，再把这些有限个预先规定的电平编为二进制代码组，然后通过信道传输。如果再采用某种适当的措施，就能够使得接收端准确地判定发送来的二进制代码，这样就可以把信道的噪声影响彻底消除了。利用这种传输方式进行多次中继接力时，噪声是不会累积的。
用有限个电平来表示模拟信号抽样值被称为量化。抽样是把时间连续的模拟信号变成了时间上离散的模拟信号，量化则进一步把时间上离散但幅度上仍然连续的信号变成了时间上和幅度上都离散了的信号，显然这种信号就是数字信号了。但这个数字信号不是一般的二进制数字信号，而是多进制数字信号，真正在信道中传输的信号是经过编码变换后的二进制(或四进制等)数字信号。
图8给出了一个量化过程的例子。

图8 量化过程示意图

图中模拟信号按照适当抽样间隔进行均匀抽样，在各抽样时刻上的抽样值用“”表示，第k个抽样值为，量化值在图上用符号Δ表示。抽样值在量化时转换为Q个规定电平中的一个。为作图简便起见，图6-8中假设只有等7个电平，也就是有7个量化级。按照预先规定，量化电平可以表示为：

(1-9)

因此，量化器的输出是阶梯形波，这样可以表示为：

(1-10)

结合图6-8以及上面的分析可知，量化后的信号是对原来信号的近似。当抽样速率一定时，随着量化级数目增加，可以使与近似程度提高。
由于量化后的信号是对原来信号的近似，因此，和存在误差，这种误差被称为量化误差。量化误差一旦形成，在接收端是无法去掉的，这个量化误差像噪声一样影响通信质量，因此也称为量化噪声。由量化误差产生的功率称为量化噪声功率．通常用符导表示，而由产生的功率称为量化信号功率，用表示。而量化信号功率与量化噪声功率之比，被称为量化信噪功率比，它是衡量量化性能好坏的最常用的指标。通常它被定义为：

(1-11)

图8所表示的量化，其量化间隔是均匀的，这种量化过程被称为均匀量化。还有一种量化间隔不均匀的量化过程，通常被称为非均匀量化。非均匀量化克服了在均匀量化过程中，小信号量化信噪比低的缺点，增大了输入信号的动态范围。下面就分别进行介绍。
1、均匀量化和量化信噪功率比
把原来信号值域按等幅值分割的量化过程被称为均匀量化，图6-8所示的量化过程就是均匀量化。从图上可以看到，每个量化区间的量化电平均取在各区间的中点。其量化间隔(量化台阶)Δ取决于的变化范围和量化电平数。当信号的变化范围和量化电平数确定后，量化间隔也被确定。例如，假如信号的最小值和最大值分别用a和b表示，量化电平数为Q，那么均匀量化时的量化间隔为：

(1-12)

为了简化公式的表述，可以把模拟信号的抽样值简写为，把相应的量化值简写为，这样量化值可按下式产生：

(1-13)

式中：

量化后得到的Q个电平，可以通过编码器编为二进制代码，通常Q选为，这样Q个电平可以编为k位二进制代码。下面来分析均匀量化时的量化信噪比。
设在某一个范围内变化时，量化值取各段中的中点值，其对应关系如图6-9(a)所示，相应的量化误差与的关系用图6-9(b)表示。

图9 量化和量化误差曲线

由图6-9(a)可以看出，量化后信号功率为：

(1-14)

同样由图6-9(b)可以看出，量化噪声功率为：

(1-15)

假设信号的幅值在(-a , a)范围内均匀分布，这时概率密度函数，这样就有：

(1-16)

经计算信号和量化噪声的功率分别为：

(1-17)
(1-18)

因此，量化信噪比为：

(1-19)

(1-20)

k是表示量化阶的二进制码元个数，从式(6-20)可以看到，量化阶的Q值越大，用以表述的二进制码组越长，所得到的量化信噪比越大，信号的逼真度就越好。

上述均匀量化的主要缺点是，无论抽样值大小如何，量化噪声的均方根值都固定不变。因此，当信号较小时，则信号的量化信噪比也就很小，这样，对于弱信号时的量化信噪比就难以达到给定的要求。通常，把满足信噪比要求的输入信号取值范围定义为信号的动态范围。可见，均匀量化时的信号动态范围将受到较大的限制。为了克服这个缺点，实际中，往往采用非均匀量化。

2、非均匀量化
非均匀量化是根据信号的不同区间来确定量化间隔的。对于信号取值小的区间，其量化间隔也小，反之，量化间隔就大。这样可以提高小信号时的量化信噪比，适当减小大信号时的信噪功率比。它与均匀量化相比，有两个突出的优点：
（1）当输入量化器的信号具有非均匀分布的概率密度(例如语音)时，非均匀量化器的输出端可以得到较高的平均信号量化信噪比；
（2）非均匀量化时，量化噪声功率的均方根值基本上与信号抽样值成比例。因此量化噪声对大、小信号的影响大致相同，即改善了小信号时的量化信噪比。
实际中，非均匀量化的实现方法通常是将抽样值通过压缩再进行均匀量化。所谓压缩就是实际上是对大信号进行压缩而对小信号进行较大的放大的过程。信号经过这种非线性压缩电路处理后，改变了大信号和小信号之间的比例关系，使大信号的比例基本不变或变得较小，而小信号相应地按比例增大，即“压大补小”。在接收端将收到的相应信号进行扩张，以恢复原始信号对应关系。扩张特性与压缩特性相反。
目前在数字通信系统中采用两种压扩特性，它们分别是美国采用μ压缩律以及我国和欧洲各国采用A压缩律。下面分别讨论μ压缩律和A压缩律的原理，这里只讨论的范围，而的关系曲线和的关系曲线是以原点奇对称关系。

(1)μ压缩律

所谓μ压缩律就是压缩器的压缩特性具有如下关系的压缩律，即

(1-21)

式中：表示归一化的压缩器输出电压；
表示归一化的压缩器输入电压；
μ是压扩参数，表示压缩的程度。
图6-10就表示了对于不同μ情况下的压缩特性曲线

图10 μ律压缩特性

由图可见，当μ＝0时，压缩特性是通过原点的一条直线，故没有压缩效果；当μ值增大时，压缩作用明显，对改善小信号的性能也有利。通常当μ＝100时，压缩器的效果就比较理想了。同时需要指出μ律压缩特性曲线是以原点奇对称的，图中只画出了正向部分。
下面就来说明μ律压缩特性对小信号量化信噪比的改善程度，这里假设μ＝100。对于小信号的 情况有：

在大信号时，也就是＝1，那么

与μ＝0时无压缩特性进行比较可以看到，当μ＝100时，对于小信号的情况例如，量化间隔比均匀量化时减小了21.7倍，因此，量化误差大大降低；而对于大信号的情况例如，量化间隔比均匀量化时增大了4.67倍，量化误差增大了。这样实际上就实现了“压大补小”的效果。
为了说明压扩特性的效果，图6-11给出了有无压扩时的比较曲线，其中μ＝0表示无压扩时的量化信噪比，μ＝100表示有压扩时的量化信噪比。由图可见，无压扩时，量化信噪比随输入信号的减小迅速下降，而有压扩时，量化信噪比随输入信号的下降却比较缓慢。若要求量化器输出信噪比大于26dB，那么，对于μ＝0时，输入信号必须大于-18dB；而对于μ＝100时，输入信号只要大于-36dB即可。可见，采用压扩提高了小信号的量化信噪比，从而相当于扩大了输入信号的动态范围。

图6-11 无压扩时的比较曲线

(2)A压缩律

所谓A压缩律也就是压缩器具有如下特性的压缩律：

(1-22)

式中：表示归一化的压缩器输出电压；
表示归一化的压缩器输入电压；
A是压扩参数，表示压缩的程度。
作为常数的压扩参数A，一般为一个较大的数，例如A＝87.6。在这种情况下，可以得到的放大量：

(1-23)

当信号X很小时(即小信号时)，从式(6-23)可以看到信号被放大了16倍，这相当于与无压缩特性比较，对于小信号的情况，量化间隔比均匀量化时减小了16倍，因此，量化误差大大降低；而对于大信号的情况例如，量化间隔比均匀量化时增大了5.47倍，量化误差增大了。这样实际上就实现了“压大补小”的效果。
上面只讨论了＞0的范围，实际上和均在之间变化，因此，和的对应关系曲线是在第一象限与第三象限奇对称。为了简便，＜0的关系表达式未进行描述，但对式(6-23)进行简单的修改就能得到。
（3）数字压扩技术
按式(6-22)得到的A律压扩特性是连续曲线，A的取值不同其压扩特性亦不相同，而在电路上实现这样的函数规律是相当复杂的。为此，人们提出了数字压扩技术，其基本思想是这样的：利用大量数字电路形成若干根折线，并用这些折线来近似对数的压扩特性，从而达到压扩的目的。
用折线实现压扩特性，它既不同于均匀量化的直线，又不同于对数压扩特性的光滑曲线。虽然总的来说用折线作压扩持性是非均匀量化，但它既有非均匀(不同折线有不同斜率)量化，又有均匀量化(在同一折线的小范围内)。有两种常用的数字压扩技术，一种是13折线A律压扩，它的特性近似A＝87.6的A律压扩特性。另一种是15折线μ律压扩，其特性近似μ＝255的μ律压扩特性。下面将主要介绍13折线A律压扩技术，简称13折线法。关于15折线μ律压扩请读者阅读有关文献。
图12展示了这种13折线A律压扩特性。

图12 13折线

从图6-12中可以看到，先把轴的0～1分为8个不均匀段，其分法是：将0～1之间一分为二，其中点为1/2，取1/2～1之间作为第八段；剩余的0～1/2再一分为二，中点为1/4，取1/4～1/2之间作为第七段，再把剩余的0～1/4一分为二，中点为1/8，取1/8～1/4之间作为第六段，依此分下去，直至剩余的最小一段为0～1/128作为第一段。
而轴的0～1均匀地分为八段，它们与轴的八段一一对应。从第一段到第八段分别为，0～1/8，1/8～2/8，…，7/8～1。这样，便可以作出由八段直线构成的一条折线。该折线与式(6-22)表示的压缩特性近似。
由图6-12中曲折线可以看出，除一、二段外，其他各段折线的斜率都不相同，它们的关系如表6-1所示。

表6-1 各段落的斜率

折线段落

1

2

3

4

5

6

7

8

斜率

16

16

8

4

2

1

1/2

1/4

至于当在-1～0及在-1～0的第三象限中，压缩特性的形状与以上讨论的第一象限压缩待性的形状相同，且它们以原点奇对称，所以负方向也有八段直线，合起来共有16个线段。由于正向一、二两段和负向一、二两段的斜率相同，这四段实际上为一条直线，因此，正、负双向的折线总共由13条直线段构成，故称其为13折线。
13折线压扩特性的包含16个折线段，在输入端，如果将每个折线段再均匀地划分16个量化等级，也就是在每段折线内进行均匀量化的，这样第一段和第二段的最小量化隔相同，为：

(1-24)

输出端由于是均匀划分的，各段间隔均为1/8，每段再16等分，因此每个量化级间隔为1/(8×16)＝1/128。
用13折线法进行压扩和量化后，可以做出量化信噪比与输入信号间的关系曲线如图6-13所示。

图13 两种编码方法量化信噪比的比较

从图中可以看到在小信号区域，量化信噪比与12位线性编码的相同，但在大信号区域13折线法8位码的量化信噪比不如12位线性编码。
以上较详细地讨论了A律的压缩原理。至于扩张，实际上是压缩的相反过程只要掌握了压缩原理就不难理解扩张原理。限于篇幅，故不再赘述。
四、脉冲编码调制原理(PCM)
如图7-1所示，模拟信号经过抽样和量化以后，可以得到一系列输出，它们共有Q个电平状态。当Q比较大时，如果直接传输Q进制的信号，其抗噪声性能将会是很差的，因此，通常在发射端通过编码器把Q进制信号变换为k位二进制数字信号。而在接收端将收到的二进制码元经过译码器再还原为Q进制信号，这种系统就是脉冲编码调制(PCM)系统。
简而言之，把量化后的信号变换成代码的过程称为编码，其相反的过程称为译码。编码不仅用于通信，还广泛用于计算机、数字仪表、遥控遥测等领域。编码方法也是多种多样的，在现有的编码方法中，若按编码的速度来分，大致可分为两大类：低速编码和高速编码。通信中一般都采用第二类。编码器的种类大体上可以归结为三种：逐次比较(反馈)型、折叠级联型、混合型。这几种不同型式的编码器都具有自己的特点，但限于篇幅，这里仅介绍目前用得较为广泛的逐次比较型编码和译码原理。
在讨论这种编码原理以前，需要明确常用的编码码型及码位数的选择和安排。
1.常用的二进制编码码型
二进制码具有很好的抗噪声性能，并易于再生，因此PCM中一般采用二进制码。对于Q个量化电平，可以用k位二进制码来表示，称其中每一种组合为一个码字。通常可以把量化后的所有量化级，按其量化电平的某种次序排列起来，并列出各对应的码字，而这种对应关系的整体就称为码型。在PCM中常用的码型有自然二进制码、折叠二进制码和反射二进制码(又称格雷码)。如以4位二进制码字为例，则上述3种码型的码字如表6-2所示：

表2 4位二进制码码型

量化级编号

自然二进制码

折叠二进制码

反射二进制码

0

0000

0111

0000

1

0001

0110

0001

2

0010

0101

0011

3

0011

0100

0010

4

0100

0011

0110

5

0101

0010

0111

6

0110

0001

0101

7

0111

0000

0100

8

1000

1000

1100

9

1001

1001

1101

10

1010

1010

1111

11

1011

1011

1110

12

1100

1100

1010

13

1101

1101

1011

14

1110

1110

1001

15

1111

1111

1000

自然码是大家最熟悉的二进制码，从左至右其权值分别为8、4、2、1，故有时也被称为8-4-2-1二进制码。
折叠码是目前A律13折线PCM 30/32路设备所采用的码型。这种码是由自然二进码演变而来的，除去最高位，折叠二进码的上半部分与下半部分呈倒影关系(折叠关系)。上半部分最高位为0，其余各位由下而上按自然二进码规则编码；下半部分最高位为1，其余各位由上向下按自然码编码。这种码对于双极性信号(话音信号通常如此)，通常可用最高位去表示信号的正、负极性，而用其余的码去表示信号的绝对值，即只要正、负极性信号的绝对值相同，则可进行相同的编码。这就是说，用第一位码表示极性后，双极性信号可以采用单极性编码方法。因此采用折叠二进码可以大为简化编码的过程。
除此之外，折叠二进制码还有另一个优点，那就是在传输过程中如果出现误码，对小信号影响较小。例如由大信号的1111误为0111，从表6-2可看到，对于自然二进码解码后得到的样值脉冲与原信号相比，误差为8个量化级；而对于折叠二进码，误差为15个量化级。显然，大信号时误码对折叠码影响很大。如果误码发生在小信号，例如1000误为0000，这时情况就大下相同了，对于自然二进码误差还是8个量化级，而对于折叠二进码误差却只有一个量化级。这一特性是十分可贵的，因为，话音小幅度信号出现的概率比大幅度信号出现的概率要大。
在介绍反射二进码之前，首先了解一下码距的概念。码距是指两个码字的对应码位取不同码符的位数。在表6-2中可以看到，自然码相邻两组码字的码距最小为1，最大为4(如第7号码字0111与第8号码组l000间的码距)。而折叠二进码相邻两组码字最大码距为3(如第3号码字0100与第4号码字0011)。
反射二进码是按照相邻两组码字之间只有一个码位的码符不同(即相邻两组码的码距均为1)而构成的，如表6-2所示，其编码过程如下：从0000开始，由后(低位)往前(高位)每次只变一个码符，而且只有当后面的那位码不能变时，才能变前面一位码。这种码通常可用于工业控制当中的继电器控制，以及通信中采用编码管进行的编码过程。
上述分析是在4位二进制码字基础上进行的，实际上码字位数的选择在数字通信中非常重要，它不仅关系到通信质量的好坏，而且还涉及到通信设备的复杂程度。码字位数的多少，决定了量化分层(量化级)的多少。反之，若信号量化分层数一定，则编码位数也就被确定。可见，在输入信号变化范围一定时，用的码字位数越多，量化分层越细，量化噪声就越小，通信质量当然就越好，但码位数多了，总的传输码率会相应增加，这样将带来一些新的问题。
2. 13折线的码位安排
在逐次比较型编码方式中，无论采用几位码，一般均按极性码、段落码和段内码的顺序对码位进行安排。下面就结合我国采用的13折线的编码来加以说明。
在13折线法中，无论输入信号是正还是负，均按8段折线(8个段落)进行编码。若用8位折叠二进制码来表示输入信号的抽样量化值时，其中用第一位表示量化值的极性，其余7位(第二位至第八位)则可表示抽样量化值的绝对大小。具体做法是：用第二至第四位(段落码)的8种可能状态来分别代表8个段落，其它4位码(段内码)的16种可能状态用来分别代表每一段落的16个均匀划分的量化级。上述编码方法是把压缩、量化和编码合为一体的方法。根据上述分析，用于13折线A律特性的8位非线性编码的码组结构如下：

第1位码M的数值“1”或“0”分别代表信号的正、负极性，称为极性码。从折叠二进制码的规律可知，对于两个极性不同，但绝对值相同的样值脉冲，用折叠码表示时，除极性码M1不同外，其余几位码是完全一样的。因此在编码过程中，只要将样值脉冲的极性判出后，编码器是以样值脉冲的绝对值进行量化和输出码组的。这样只要考虑13折线中对应于正输入信号的8段折线就行了。
第2位至第4位码即M2M3M4称为段落码，因为8段折线用3位码就能表示。具体划分如表6-3所示。

『柒』 数字型号与模拟信号有什么区别

当模拟信号采用连续变化的电磁波来表示时，电磁波本身既是信号载体，同时作为传输介质；而当模拟信号采用连续变化的信号电压来表示时，它一般通过传统的模拟信号传输线路(例如电话网、有线电视网)来传输。 当数字信号采用断续变化的电压或光脉冲来表示时，一般则需要用双绞线、电缆或光纤介质将通信双方连接起来，才能将信号从一个节点传到另一个节点。 (2)模拟信号与数字信号之间的相互转换 模拟信号和数字信号之间可以相互转换：模拟信号一般通过PCM脉码调制(Pulse Code Molation)方法量化为数字信号，即让模拟信号的不同幅度分别对应不同的二进制值，例如采用8位编码可将模拟信号量化为2^8=256个量级，实用中常采取24位或30位编码；数字信号一般通过对载波进行移相(Phase Shift)的方法转换为模拟信号。 计算机、计算机局域网与城域网中均使用二进制数字信号，目前在计算机广域网中实际传送的则既有二进制数字信号，也有由数字信号转换而得的模拟信号。但是更具应用发展前景的是数字信号。 [编辑本段]模拟信号的数字传输 图所示为一简单增量调制的仿真实验原理图。图中的话音信号源采用了一个高斯噪声源经过3KHz低通滤波器后的输出来模拟。调整图中的图符5的增益可以改变差值Δ的大小。在接收端，解调器未使用与本地解调器一致的电路，直接使用积分器解调输出。如果希望输出波形平滑，可在积分器和输出放大器之间加入一个低通滤波器，以滤除信号中的高频成分。所示是输入的模拟话音信号波形。是增量调制后的输出波形。为经过积分器解调后的输出波形。观察可以比较输入输出波形之间的失真。 由理论分析可知，ΔM的量化信噪比与抽样频率成三次方关系，即抽样频率每提高一倍则量化信噪比提高9dB。通常ΔM的抽样频率至少16KHz以上才能使量化信噪比达到15dB以上。32KHz时，量化信噪比约为26dB左右，可以用于一般的通信质量要求。如果设信道可用的最小信噪比为15dB，则信号的动态范围仅有11dB，远远不能满足高质量通信要求的35-50dB的动态范围，除非抽样频率提高到100KHz以上采用实用价值。上述理论分析的结论读者可以通过改变仿真实验的信号抽样频率观察到。当抽样频率低于16KHz时，信号失真已十分明显，当抽样频率为128KHz时失真较小。 改进ΔM动态范围的方法有很多，其基本原理是采用自适应方法使量阶Δ的大小随输入信号的统计特性变化而跟踪变化。如量阶能随信号瞬时压扩，则称为瞬时压扩ΔM，记作ADM。若量阶Δ随音节时间问隔（5一20ms）中信号平均斜率变化，则称为连续可变斜率增量调制，记作CVSD。由于这种方法中信号斜率是根据码流中连“1”或连“0”的个数来检测的，所以又称为数字检测、音节压扩的自适应增量调制，简称数字压扩增量调制。图9.20给出了数字压扩增量调制的方框图。 数字压扩增量调制与普通增量调制相比，其差别在于增加了连“1”连“0”数字检测电路和音节平滑电路。由于CVSD的自适应信息（即控制电压）是从输出码流中提取的，所以接收端不需要发送端传送专门的自适应信息就能自适应于原始信号，电路实现起来比较容易。对于数字压扩增量调制感兴趣的读者可以在上述仿真实验的基础上加入连“1”连“0”数字检测电路和音节平滑电路，重新仿真并观察改善情况。

『捌』 》》》谁有电路图所用到的英文缩写资料

AMPS Advanced Mobile Phone System 先进的移动电话系统 AOLC Access Over Load Class 接入过荷等级 APC Audio Processor Chip 音频处理芯片 ANT antenna 天线 AUC Authority Center 鉴权中心 AM Amplitude Molation 调幅 AF Audio Frequency 音频 A/D Analog/Digital 模拟/数字 Auto Automatic 自动 Auto Test 自动测试 A/L Audio/Logic Board 音频/逻辑板 Activate 激活 Adj. Adjacent 邻近 AID Area Identification 区域识别标志 Auto Recall 自动重呼 Auto Lock 自动锁 Air time通话时间 Air time Counter 通话计时器 Access 接入 Auto Redial 自动重拔 APC Automatic Power Control 自动功率控制 Bit 比特 Burst突发脉冲串 BCCH Broad Casting Channel 广播控制信道 Blocked Contact Card Provider 卡被锁与SIM卡的供应商联系 BSIC Base Station Identification Code 基站识别码 BW Bandwidth 带宽 Busy 忙 BS Base Station 基地站 BSC Base Station Controller 基站控制器 BSS Base Station Subsystem 基站子系统 BTS Base Transceiver Stantion 基站收发信台 BUS 总线 Busy/No Answer Transfer 忙/无应答转移 BER Bit Error Rate 比特误码率 Barring 限制 BCD Binary Coded Decimal 二~十进制码 BPF Band Pass Filter 带通滤波器 Black Diagram 方框图 CAR Control Audio Ringer 电源控制，音频、振铃模块 CCH Control Channel 控制信道 Call Fowarding 呼叫转移 Call Restriction 呼叫限制 Call Timer 呼叫计时器 Call Waiting 呼叫等待 Coverage Area 覆盖范围 Compandor 压扩器 CDMA Gode Division Multiplex Address 码分多址 Check Card 校对卡 Card blocked unblock ? 卡被锁，解锁 Converter 变频器 Cont. Continued 继续 CPU Central Processing Unit 中央处理器 CCIR International Radio Consultative Commitee 国际无线电咨询委员会 CCITT International Telegraph and Telephone Committee 国际电报电话委员会 Cumulative Time 累加时间 CVC. 外接适配器,SAM系列背面十二接点组成的外部部件 Comp.Complement Data 补充数据 Channel.Spacing 信道间隔 CRT Cathode Ray Tubes 阴板射线管 dB decibel分贝，二个功率值的对数比相对单位，规定为dB dBm以分贝为单位，但以毫瓦为准单位，功率的一个精确测量，1dBm=0.001瓦 DTX Discontinous Transmission 非连续发送 DTMF Double Tone Multi---Frequency 多音多频 DCC Digital Colour Code 数字彩色码 DATA 数据 Disable 禁用 Detector 检测器 Dev.deviation 偏移 Distortion 失真 Divert 转接 Deinterlearing 去交织 Deciphering 解密 DC Direct Current 直流 Duplex 双工 Duplex Separation 双工间隔 E—TACS Extended---Total Area Communication System 扩展的全接入通信系统 EIR Equipment Identification Register 设备识别寄存器 ESN Electronic Serial Number 电子串号 EPROM Erasable Programmable Read only Memory 可擦可编程只读存储器 E2PROM Electrrcally Erasable Programmable Read Only Memory 电可擦可编程只读存储器 ERP Effective Radiated Power 有效幅射功率 Enable 启用 Equalizer 均衡器 FDMA Frequency Division Multiplex Address 频分多址 FM Frequency Molation 调频 Freq.Error Frequency Error 频率误差 FOCC Forward Control Channel 前向控制信道 Full Duplex 全双工 FSK Frequency Shift Keying 移频键控 Feature 特有功能 FACCH Fast Access Control Channel 快接入控制信道 Freq. Offset Frequency Offset 频率偏移 Fuse 熔丝 Filter 滤波器 FCCH Frequency Correction Channel 频率校正信道 GSM Globe System For Mobile Communication System 全球数字移动通信系统 Gen. Out Generator Out 信号发生器输出 GMSK Gauss- Minimun Shift Keying 高斯最小移频键控 Home System 本地系统 Hand-off 越区转接 HLR Home Location Register 归属位置寄存器 Hex. Hexadecimal 十六进制 Hamonic Filter 谐波滤波器 IF Intermediate Frequency 中频 IC Integrated Circuit 集成电路 Insert Card 插入卡 Initial 初始 Initial Paging Channel 初始寻呼信道 IMSI International MS Identify Code 国际移动用户识别码 IMEI International Mobile Equipment Code 国际移动设备识别码 IWF Interworking Function 各种业务功能接口 ISDN Integrated Service Digital Network 综合业务数据网 Key Board 键盘 KHz kilo Hertz 千赫 Lock Code 锁定码 LPF Low Pass Filter 低通滤波器 Language 语神 LCD Liquid Crystal Display 液晶显示器 Location Up

『玖』 TEA1062A是一种------集成电路。 （ ） A.压扩器 B.通话 C.拨号 D.免提通话

B 低电压传输电路接口