pwm電路設計

① 大佬，幫個忙，設計一款pwm電路,利用一可調直流電壓調制矩形波脈沖寬

可以，很多時候用的就是3角波， 在三角波後面加一個比較器整整型就成方波了。實際上調制單元本身也是由比較器 和邏輯與構成，或者說 邏輯與門本身也具有上下門限（類似與具有回差的比較器）所以說三角波是沒問題的。

② 直流電機PWM驅動電路怎樣設計

先弄個sawtooth的東西，然後再用個comparator弄出PWM就好了

③ 該怎麼設計PWM控制電路來降壓逆變電源達到我們需要的交流電壓

降壓確實是由調整脈沖占空比來決定的，與LC無關，LC只與輸出紋波相關。
在理想狀態下，輸出電壓Uo=Ui乘以占空比，即66.7%占空比可以將3V降為2V。但是實際電路是不理想的，Q1、D1都會有壓降，而且壓降還和負載電流有關，使得實際輸出電壓不到2V，而且不穩定，所以必須採用反饋控制才能正常工作，不想調整（甚至不想調試）的想法不切實際。
L、C數值與PWM工作頻率相關，還與負載電流相關，甚至L還與磁心材料相關，是開關電源設計的重要部分，須參閱開關電源相關資料進行設計，不是在這里一兩句話能說清的。

④ PWM直流電機調速電路圖怎麼設計

PWM就是脈寬調制，555集成電路的官方資料中有方波發生器的電路，通過改變555比較器的門限電壓來達到改變方波脈沖寬度的目的。
具體的電路設計，最好是你自己查資料然後設計，

⑤ 單項橋式雙極性調制PWM型逆變電路電路設計

看一下電路圖

雙極性電路輸出的pwm波只有±Ud。
Ur>Uc時，給V1和V4導通信號，負載電流為正的時候，內則V1和V4導通，為容負的時候，VD1和VD4導通，兩者輸出都是Ud。
Ur<Uc，給V2，V3導通信號，情況分析如上。

不知道這樣說有沒有清楚？

⑥ PWM電路工作原理是什麼，如何計算參數

PWM控制電路的基本構成及工作原理

開關電源一般都採用脈沖寬度調制（）技術，其特點是頻率高，效率高，功率密度高，可靠性高。然而，由於其開關器件工作在高頻通斷狀態，高頻的快速瞬變過程本身就是一電磁騷擾（EMD）源，它產生的EMI信號有很寬的頻率范圍，又有一定的幅度。若把這種電源直接用於數字設備，則設備產生的EMI信號會變得更加強烈和復雜。 本文從開關電源的工作原理出發，探討抑制傳導干擾的EMI濾波器的設計以及對輻射EMI的抑制。[點擊在新窗口查看原始圖片] 1 開關電源產生EMI的機理 數字設備中的邏輯關系是用脈沖信號來表示的。為便於分析，把這種脈沖信號適當簡化，用圖1所示的脈沖串表示。根據傅里葉級數展開的方法，可用式（1）計算出信號所有各次諧波的電平。[點擊在新窗口查看原始圖片] 式中：An為脈沖中第n次諧波的電平； Vo為脈沖的電平； T為脈沖串的周期； tw為脈沖寬度； tr為脈沖的上升時間和下降時間。 開關電源具有各式各樣的電路形式，但它們的核心部分都是一個高電壓、大電流的受控脈沖信號源。假定某PWM開關電源脈沖信號的主要參數為：Vo=500V，T=2×10－5s，tw=10－5s，tr=0.4×10－6s，則其諧波電平如圖2所示。 圖2中開關電源內脈沖信號產生的諧波電平，對於其他電子設備來說即是EMI信號，這些諧波電平可以從對電源線的傳導干擾（頻率范圍為0.15～30MHz）和電場輻射干擾（頻率范圍為30～1000MHz）的測量中反映出來。 在圖2中，基波電平約160dBμV，500MHz約30dBμV，所以，要把開關電源的EMI電平都控制在標准規定的限值內，是有一定難度的。[點擊在新窗口查看原始圖片] 2 開關電源EMI濾波器的電路設計 當開關電源的諧波電平在低頻段（頻率范圍0.15～30MHz）表現在電源線上時，稱之為傳導干擾。要抑制傳導干擾相對比較容易，只要使用適當的EMI濾波器，就能將其在電源線上的EMI信號電平抑制在相關標准規定的限值內。 要使EMI濾波器對EMI信號有最佳的衰減性能，則濾波器阻抗應與電源阻抗失配，失配越厲害，實現的衰減越理想，得到的插入損耗特性就越好。也就是說，如果噪音源內阻是低阻抗的，則與之對接的EMI濾波器的輸入阻抗應該是高阻抗（如電感量很大的串聯電感）；如果噪音源內阻是高阻抗的，則EMI濾波器的輸入阻抗應該是低阻抗（如容量很大的並聯電容）。這個原則也是設計抑制開關電源EMI濾波器必須遵循的。 幾乎所有設備的傳導干擾都包含共模噪音和差模噪音，開關電源也不例外。共模干擾是由於載流導體與大地之間的電位差產生的，其特點是兩條線上的雜訊電壓是同電位同向的；而差模干擾則是由於載流導體之間的電位差產生的，其特點是兩條線上的雜訊電壓是同電位反向的。通常，線路上干擾電壓的這兩種分量是同時存在的。由於線路阻抗的不平衡，兩種分量在傳輸中會互相轉變，情況十分復雜。典型的EMI濾波器包含了共模雜訊和差模雜訊兩部分的抑制電路，如圖3所示。[點擊在新窗口查看原始圖片] 圖中：差模抑制電容Cx1，Cx20.1～0.47μF； 差模抑制電感L1，L2100～130μH； 共模抑制電容Cy1，Cy2<10000pF； 共模抑制電感L15～25mH。 設計時，必須使共模濾波電路和差模濾波電路的諧振頻率明顯低於開關電源的工作頻率，一般要低於10kHz，即[點擊在新窗口查看原始圖片] 在實際使用中，由於設備所產生的共模和差模的成分不一樣，可適當增加或減少濾波元件。具體電路的調整一般要經過EMI試驗後才能有滿意的結果，安裝濾波電路時一定要保證接地良好，並且輸入端和輸出端要良好隔離，否則，起不到濾波的效果。 開關電源所產生的干擾以共模干擾為主，在設計濾波電路時可嘗試去掉差模電感，再增加一級共模濾波電感。常採用如圖4所示的濾波電路，可使開關電源的傳導干擾下降了近30dB，比CISOR22標準的限值低了近6dB以上。 還有一個設計原則是不要過於追求濾波效果而造成成本過高，只要達到EMC標準的限值要求並有一定的餘量（一般可控制在6dB左右）即可。 3 輻射EMI的抑制措施 如前所述，開關電源是一個很強的騷擾源，它來源於開關器件的高頻通斷和輸出整流二極體反向恢復。很強的電磁騷擾信號通過空間輻射和電源線的傳導而干擾鄰近的敏感設備。除了功率開關管和高頻整流二極體外，產生輻射干擾的主要元器件還有脈沖變壓器及濾波電感等。 雖然，功率開關管的快速通斷給開關電源帶來了更高的效益，但是，也帶來了更強的高頻輻射。要降低輻射干擾，可應用電壓緩沖電路，如在開關管兩端並聯RCD緩沖電路，或電流緩沖電路，如在開關管的集電極上串聯20～80μH的電感。電感在功率開關管導通時能避免集電極電流突然增大，同時也可以減少整流電路中沖擊電流的影響。 功率開關管的集電極是一個強干擾源，開關管的散熱片應接到開關管的發射極上，以確保集電極與散熱片之間由於分布電容而產生的電流流入主電路中。為減少散熱片和機殼的分布電容，散熱片應盡量遠離機殼，如有條件的話，可採用有屏蔽措施的開關管散熱片。 整流二極體應採用恢復電荷小，且反向恢復時間短的，如肖特基管，最好是選用反向恢復呈軟特性的。另外在肖特基管兩端套磁珠和並聯RC吸收網路均可減少干擾，電阻、電容的取值可為幾Ω和數千pF，電容引線應盡可能短，以減少引線電感。實際使用中一般採用具有軟恢復特性的整流二極體，並在二極體兩端並接小電容來消除電路的寄生振盪。[點擊在新窗口查看原始圖片] 負載電流越大，續流結束時流經整流二極體的電流也越大，二極體反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。採用多個整流二極體並聯來分擔負載電流，可以降低短路尖峰電流的影響。 開關電源必須屏蔽，採用模塊式全密封結構，建議用1mm以上厚度的鍍鋅鋼板，屏蔽層必須良好接地。在高頻脈沖變壓器初、次級之間加一屏蔽層並接地，可以抑制干擾的電場耦合。將高頻脈沖變壓器、輸出濾波電感等磁性元件加上屏蔽罩，可以將磁力線限制在磁阻小的屏蔽體內。 根據以上設計思路，對輻射干擾超過標准限值20dB左右的某開關電源，採用了一些在實驗室容易實現的措施，進行了如下的改進： ——在所有整流二極體兩端並470pF電容； ——在開關管G極的輸入端並50pF電容，與原有的39Ω電阻形成一RC低通濾波器； ——在各輸出濾波電容（電解電容）上並一0.01μF電容； ——在整流二極體管腳上套一小磁珠； ——改善屏蔽體的接地。 經過上述改進後，該電源就可以通過輻射干擾測試的限值要求。 4 結語 隨著電子產品的電磁兼容性日益受到重視，抑制開關電源的EMI，提高電子產品的質量，使之符合有關標准或規范，已成為電子產品設計者越來越關注的問題。本文是在分析干擾產生機理、以及大量實踐的基礎上，提出了行之有效的抑制措施。

⑦ 請問製作PWM的開關電源，電路組成有哪些我最近在做畢業設計，不知道如何下手

1 軟開關電路

軟開關可分為零電流開關（ZCS）、零電壓開關（ZVS）和零電壓零電流開關（ZV-ZCS）等三種開關形式,又有軟開通和軟關斷兩種。普通PWM變換器以改變驅動信號的脈沖寬度來調節輸出電壓,且在功率開關管開關期間存在很大損耗,因此,這種硬開關電源的尖峰干擾大,可靠性差,效率低。而移相控制全橋軟開關電源則是通過改變兩臂對角線上下管驅動電壓移相角的大小來調節輸出電壓,這種方式是讓超前臂管柵壓領先於滯後臂管柵壓一個相位,並在IC控制端對同一橋臂的兩個反相驅動電壓設置不同的死區時間,同時巧妙地利用變壓器漏感和功率管的結電容和寄生電容來完成諧振過程以實現零電壓開通,從而錯開了功率器件電流與電壓同時處於較高值的硬開關狀態,並有效克服了感性關斷電壓尖峰和容性開通時管溫過高的缺點,減少了開關損耗與干擾。

這種軟開關電路的特點如下：

（1）移相全橋軟開關電路可以降低開關損耗,提高電路效率。

（2）由於降低了開通過的/dt,消除了寄生振盪,從而降低了電源輸出的紋波,有利於雜訊濾波電路的簡化。

（3）當負載較小時,由於諧振能量不足而不能實現零電壓開關,因此效率將明顯下降。

（4）該軟開關電路存在占空比丟失現象,重載時更加嚴重,為了能達到所要求的最大輸出功率,則必須適當降低變化,而這將導致初級電流的增加並加重開關器件的負擔。

（5）由於諧振電感與輸出整流二極體結電容形成振盪,因此,整流二極體需要承受較高的峰值電壓。

2 工作原理

移相全橋零電壓PWM軟開關的實際電路如圖1所示。它由4隻開關功率管S1、S2、S3、S4(MOSFET或IGBT)、4隻反向並接的高速開關二極體D1、D2、D3、D4以及4隻並聯電容C1、C2、C3、C4（包括開關功率管輸出結電容和外接吸收電容）組成,與硬開關PWM電路相比該電路僅多了一個代表變壓器的漏感與獨立電感之和的諧振電感Lr。零電壓開關的實質,就是在利用諧振過程中對並聯電容的充放電來讓某一橋臂電壓UA或UB快速升到電源電壓或者降到零值,從而使同一橋臂即將開通的並接二極體導通,並把該管的端電壓箝在0,為ZVS創造條件。電路中的4個開關功率管的開關控制波形如圖2所示。

該波形在一個周期內被按時域分成了8個區間,每個區間代表電路工作的一個過程。除死區時間外,電路中總有兩個開關同時導通;共有四種組態：S1和S4、S1和S3、S2和S3、S2和S4,周而復始。由圖2可知,當S1和S4、S2和S3組合時,即T0-T1、T4-T5時間段為工作電路輸出功率狀態,而在S1和S3、S2和S4組合時,即T2-T3、T6-T7時間段為電路續流狀態;T3-T4、T7-T8時間段內為從續流狀態向輸出功率轉換的諧振過程;T1-T2、T5-T4時間段內為從輸出功率狀態向續流狀態轉換的諧振過程,後四個區間稱為死區,諧振過程都發生在死區里,死區時間由控制器來設置。

下面具體分析各個區間的工作原理。

2.1 輸出功率狀態1（T0-T1）

假如初始狀態為T0-T1區間,那麼,此刻的功率開關管S1、S4都處於導通狀態,A、B兩點間的電壓為U,初級電流從初始Ip點線性上升,變壓器次級感應的電壓將使DR2導通,DR1截止,輸出電流經DR2流向輸出電感,並在電容儲能後給負載提供電流,到達T1時刻時,輸出功率狀態1過程結束。

2.2 超前臂諧振過程1（T1-T2）

當T1時刻到來時,開關管S4由導通變為截止,存儲在電感的能量對C4進行充電,同時C3放電以使B點的電壓漸漸升高,當C4的電壓充到U時,D3導通,開關功率S3的源漏電壓為0,從而為開關功率管S3零電壓的開通准備了條件。因為次級輸出電感參與諧振,等效電感為k2L,所以電感儲能充足,很容易使B點達以U值,故超前臂容易實現零電壓開通。

在這一過程中參與諧振的電容量為C3和C4的並聯,電感量為Lr與次級感應的串聯電感量。即：

C=C3+C4,L=Lr+k2L

超前臂諧振過程的微分方程如下：

LC（d2Uc/dt2）+Uc=kU0

其中初始狀態的Uc(0)=U,iLr(0)=I0/k。

2.3 續流狀態1（T2-T3）

由於開關功率管S1、S3都導通,此時A點與B點的電位皆為U,變壓器初始處於短路狀態而不輸出功率。從T2時刻起,輸出電感L兩段端的電壓極性變反,輸出電感由儲能狀態變為放能狀態,負載由輸出電感和輸出電容提供電流,相應的變壓器的初級電流仍按原方向流動,進入續流狀態後,電流略有下降。變壓器初始電流通過開關功率管和二極體使開關功率管的損耗得以減小。

2.4 滯後臂諧振過程1（T3-T4）

當T3時刻到來時,開關管S1由導通變為截止,儲能電感對C1開始充電,同時,電容C2開始放電使A點的電壓逐漸下降,直到C2的電壓為0使D2導通。從而為開關功率管S2的零電壓導通准備了條件。在這一過程中,參與諧振的電容量為C1和C2的並聯,電感僅為Lr,即C=C1+C2,L=Lr

滯後臂諧振過程的微分方程為：

LC（d2Uc/dt2）+Uc=0

其中初始狀態時的Uc(0)=0,iLr(0)=I0/k。

在這一過程中,由於只有Lr參與諧振,而諧振開始時如果Lr的電流Ilr較小,Lr儲能不夠,那麼電容C的諧振電壓Uc的峰值就有可能達不到U,這樣二極體將不能導通,其對應的開關就不能實現零電壓開通。為了使電容的諧振電壓峰值能夠達到U,電感的儲能必須足夠高,因此在諧振開始時,電感Lr的電流Ilr必須滿足：

1/2（Li2Lr）=1/2(CU2)

這一等式就是設計諧振電感Lr的依據。

2.5 輸出功率狀態2（T4-T5）

此過程時,開關功率管S2、S3導通,變壓器初始電流從B流向A,AB兩點電壓為-U,變壓器次級感應電壓使DR1處於導通狀態,並通過DR1為輸出電感、電容儲能。

2.6 超前臂諧振狀態2（T5-T6）

此過程中,開關功率管S3由導通變為截止,電容C3開始充電,電容C4開始放電,B點電壓逐漸下降到0,為開關功率管S4的零電壓開通准備條件。

2.7 續流狀態2（T6-T7）

此時,A、B兩端電壓為0,初級電流按原方向流動,電流強度逐漸減小,變壓器次級的DR2仍處於導通狀態,以維持電感給負載所提供的電流。

2.8 滯後臂諧過程2(T7-T8)

在T7時刻,開關功率管S2從導通變為截止,電容C2開始充電,而電容C1開始放電使A點的電壓逐漸上升到U,從而二極體D1導通,為開關功率管S1的零電壓開通准備了條件。至此,一個周期結束。

3 電路分析

3.1 兩個諧振過程的比較

在輸出功率狀態向續流狀態轉換的諧振過程中,由於其電感大（L=Lr+k2L）,儲能多,因此負載電流在很小時便可以使電容電壓諧振到零,因此,相位超前的兩個橋臂開關S3、S4很容易實現零電壓開通。

而在續流狀態向輸出功率狀態轉換的諧振過程中,其電感較小,只有Lr參與諧振。所以儲能小,負載電流零達到一定值才可以使電容電壓諧振到U,因此,相位滯後的兩個橋臂S1、S2不太容易實現零電壓開通。

為了使後者容易實現零電壓開通,在設計開關功率管控制信號時,應使滯後臂的死區時間大於超前臂的死區時間,並使C1、C2的值小於C3、C4.

3.2 占空比丟失現象

移相全橋零電壓PWM軟開關電路有一個特殊現象就是占空比的丟失。它總是發生在續流狀態向輸出功率狀態轉換結束時。在T4時刻,開關功率管S2剛開通,諧振電感Lr的電流剛剛衰減到零或尚未衰減到零,變壓器初級處於續流狀態,其兩端的電壓為零,諧振電感Lr承受的電壓為U,其電流反向逐漸增大,只有當其電流增大到I0/k時,變壓器才退出續流狀態,兩端的電壓才升到U,電感Lr中的電流才不再增大。這樣,從S2開通到變壓器退出續流狀態,變壓器並不輸出電壓,這一段時間即為丟失的占空比,其占空比為：

ΔD=2LrI0/（kUT）

從式中可以看出,諧振電感Lr越大,負載電流I0越大,占空比丟失也越嚴重。占空比丟失現象將直接導致開關功率管的損耗增大,故必須採取措施加以克服,目前通常採用減小變比來實現。

3.3 能量轉換

該移相全橋零電壓PWM軟開關電路在主變壓器（原邊）初級串聯附加了諧振電感,從而促進了電路中滯後臂實現ZVS。因同一橋臂的兩只並聯電容在開關轉換時的充放電能量將達到Wc=1/2（CU2）,即一充一放的電容儲能變化達CU2,這么大的電場能量需用電感中的磁能來轉換。為了順利完成並聯電容的充放電,使並接二極體導通箝位。電路中設計了足夠大的電感來幫助電容器中電荷實現轉變,電路中的Lr、L的作用就在於此。

⑧ 怎樣設計一個PWM脈寬調制電路

有帶PWM的單片機可以實現，也可以用現成的晶元（參考開關電源控制晶元），還可以用FPGA。
如果版這些都不權會的話，可以用一片555加上一片比較器實現.。
找到555做振盪器的標准電路，一般是電源接電阻R1到7腳，7腳再接電阻R2到2、6腳，然後接個電容C1到地。4、8腳接電源，5腳通過一個小電容C2到地，1腳接地。
通電以後C1上基本就是一個三角波接到比較器的正輸入端，電源到地接一個電位器中間點接到比較器的負輸入端，調節電位器比較器就能輸出不同占空比的波形。

⑨ 基於單片機的PWM簡易調壓器設計

所謂的PWM脈寬調制，PIC單片機的PWM是8。輸出頻率為大約10K，如果轉換為直流連續變化最簡單的方法是RC濾波器是在管腳1連接到一個4.7K的電阻的輸出端，連接到輸出濾波電容器10UF極為穩定的直流連續變化的端電阻當然這種方法的應用通常是足夠的。如果您需要更多精密運算放大器，需要使用有源濾波器，與一般使用LM324的。