並聯斬波電路

Ⅰ 幫忙分析一下電路圖的作用和原理，越詳細越好，謝謝！

這三個電路都是非隔離開關電源的原理框圖。第一圖為升壓電路，第二圖為負壓電路，第三圖為降壓電路。
笫一圖中，U0是高於Ui的，靜態時二極體截止。當開關閉合時，電感內建立起電流Ip，此時開關斷開，Ip不能突變，只能提升電感出端電壓，將二極體導通，Ip流過負載電阻並給電容充電，建立起輸出電壓Uo。
笫二圖中，靜態時Uo為負，二極體截止。開關閉合在電感內產生電流Ip，此時開關斷開，電感通過二極體D吸取電流Ip，在輸出端產生負電壓。
第三圖中，靜態時Uo小於Ui，但此時開關斷開，無影響。當開關閉合時，電感兩端承受壓電流逐漸增加，給輸出電容充電，當開關斷開時，二極體導通，保證電感續流，繼續給電容充電，直至電惑電流下降為零。
上述三圖中的開關按一定的占空比反復通斷，即可在輸出端產生指定的電壓。

Ⅱ 升壓斬波電路為什麼能使輸出電壓高於電源電壓

這是boost斬波抄電路的拓撲結構圖：

當Q1導通時，L1相當於直接被接入電源，由於電感電流不能突變，此時流過電感的電流逐漸增加（此時自感現象阻止磁通量的增加，自感電動勢方向與電流相反，阻止電流的迅速增加），將能量儲存在磁場中；當Q1關斷時，奇妙的事情發生了，由於電感電流不能突變，電感產生自感電動勢來阻止磁通量的下降，由電流可以判斷出來，電感的自感電動勢左負右正，剛好與電源同向，電壓相疊加，因此可以升壓

Ⅲ 電力電子技術第6版有斬波電路么

電力電子技術第6版有斬波電路。
電力電子技術課程設計之降壓斬波電路
一、概述從八十年代末起，工程師們為了縮小DC/DC變換器的體積，提高功率密度，首先從大幅度提高開關電源的工作頻率做起，但這種努力結果是大幅度縮小了體積，卻降低了效率。發熱增多，體積縮小，難過高溫關。因為當時MOSFET的開關速度還不夠快，大幅提高頻率使MOSFET的開關損耗驅動損耗大幅度增加。工程師們開始研究各種避開開關損耗的軟開關技術。雖然技術模式百花齊放，然而從工程實用角度僅有兩項是開發成功且一直延續到現在。一項是VICOR公司的有源箝位ZVS軟開關技術；另一項就是九十年代初誕生的全橋移相ZVS軟開關技術。有源箝位技術歷經三代，且都申報了專利。第一代系美國VICOR公司的有源箝位ZVS技術，其專利已經於2002年2月到期。VICOR公司利用該技術，配合磁元件，將DC/DC的工作頻率提高到1MHZ，功率密度接近200W/in3，然而其轉換效率卻始終沒有超過90%，主要原因在於MOSFET的損耗不僅有開關損耗，還有導通損耗和驅動損耗。特別是驅動損耗隨工作頻率的上升也大幅度增加，而且因1MHZ頻率之下不易採用同步整流技術，其效率是無法再提高的。因此，其轉換效率始終沒有突破90%大關。為了降低第一代有源箝位技術的成本，IPD公司申報了第二代有源箝位技術專利。它採用P溝MOSFET在變壓器二次側用於forward電路拓樸的有源箝位。這使產品成本減低很多。但這種方法形成的MOSFET的零電壓開關（ZVS）邊界條件較窄，在全工作條件范圍內效率的提升不如第一代有源箝位技術，而且PMOS工作頻率也不理想。為了讓磁能在磁芯復位時不白白消耗掉，一位美籍華人工程師於2001年申請了第三代有源箝位技術專利，並獲准。其特點是在第二代有源箝位的基礎上將磁芯復位時釋放出的能量轉送至負載。所以實現了更高的轉換效率。它共有三個電路方案：其中一個方案可以採用N溝MOSFET。因而工作頻率較高，採用該技術可以將ZVS軟開關、同步整流技術、磁能轉換都結合在一起，因而它實現了高達92%的效率及250W/in3以上的功率密度。
MATLAB是矩陣實驗室（Matrix Laboratory）的簡稱，是美國MathWorks公司出品的商業數學軟體，用於演算法開發、數據可視化、數據分析以及數值計算的高級技術計算語言和互動式環境，SIMULINK是MATLAB軟體的擴展，它是實現動態系統建模和模擬的一個軟體包，本課程設計的模擬即需要在SIMULINK中來完成電路的模擬與計算。通過系統建模和模擬，掌握和運用MATLAB/SIMULINK工具分析系統的基本方法。直流斬波電路（DC Chopper）的功能是將直流電變為另一固定電壓或可調電壓的直流電，也稱為直接直流-直流變換器（DC/DC Converter）。直流斬波電路一般是指直接將直流電變為另一直流電的情況，不包括直流-交流-直流的情況。習慣上，DC-DC變換器包括以上兩種情況。直流斬波電路的種類較多，包括6種基本斬波電路：降壓斬波電路，升壓斬波電路，升降壓斬波電路，Cuk斬波電路，Sepic斬波電路和Zeta斬波電路，其中前兩種是最基本的電路。一方面，這兩種電路應用最為廣泛，另一方面，理解了這兩種電路可為理解其他的電路打下基礎。利用不同的基本斬波電路進行組合，可構成復合斬波電路，如電流可逆斬波電路、橋式可逆斬波電路等。利用相同結構的基本斬波電路進行組合，可構成多相多重斬波電路。直流斬波電路廣泛應用於直流傳動和開關電源領域，是電力電子領域的熱點。全控型器件選擇絕緣柵雙極晶體管（IGBT）綜合了GTR和電力MOSFET的優點，具有良好的特性。目前已取代了原來GTR和一部分電力MOSFET的市場，應用領域迅速擴展，成為中小功率電力電子設備的主導器件。所以，此課程設計選題為：設計使用全控型器件為IGBT的降壓斬波電路。主要討論電源電路、降壓斬波主電路、控制電路、驅動電路和保護電路的原理與設計。二、設計方案本課程設計主要應用了MATLAB 軟體及其組件之一SIMULINK進行系統的設計與模擬。系統主要包括：直流穩壓電源部分、BUCK降壓斬波主電路部分、PWM控制部分和負載。
BUCK降壓斬波主電路部分拖動帶反電動勢的電阻負載，模擬現實中一般的負載，若實際負載中沒有反電動勢，只需令其為零即可。在SIMULINK中完成各個功能模塊的繪制後，即可進行模擬和調試，用SIMULINK提供的示波器觀察波形，進行相應的電壓和電流等的計算，最後進行總結，完成整個BUCK變換器的研究與設計。電力電子器件在實際應用中，一般是由控制電路，驅動電路，保護電路和以電力電子器件為核心的主電路組成一個系統。由信息電子電路組成的控制電路按照系統的工作要求形成控制信號，通過驅動電路去控制主電路中電力電子器件的導通或者關斷。來完成整個系統的功能。因此，一個完整的降壓斬波電路也應包括主電路，控制電路，驅動電路和保護電路這些環節。根據降壓斬波電路設計任務要求設計主電路、控制電路、驅動及保護電路，設計出降壓斬波電路的結構框圖如圖1所示。圖1電路框圖在圖1結構框圖中，控制電路是用來產生IGBT降壓斬波電路的控制信號，控制電路產生的控制信號傳到驅動電路，驅動電路把控制信號轉換為加在IGBT控制端和公共端之間，可以使其開通或關斷的信號。通過控制IGBT的開通和關斷來控制IGBT降壓斬波電路的主電路工作。保護電路是用來保護電路的，防止電路產生過電流、過電壓和欠電壓等現象損害電路設備。三、主電路設計1、主電路設計如圖2，設計一個降壓變換器，輸入電壓為220V，輸出電壓為50V，紋波電壓為輸出電壓的0.2%，負載電阻為20Ω，工作頻率分別為20KHz.分別模擬將工作頻率改為50KHz，電感改為約臨界電感值的一半進行對比分析。圖2 降壓斬波主電路圖2、保護電路設計1）過電壓保護所謂過電壓保護，即指流過IGBT兩端的電壓值超過IGBT在正常工作時所能承受的最大峰值電壓Um都稱為過電壓。產生過電壓的原因一般由靜電感應、雷擊或突然切斷電感迴路電流時電磁感應所引起。其中，對雷擊產生的過電壓，需在變壓器的初級側接上避雷器，以保護變壓器本身的安全；而對突然切斷電感迴路電流時電磁感應所引起的過電壓，一般發生在交流側、直流側和器件上，因而，下面介紹直流斬波電路主電路的過電壓保護方法。其電路如圖3所示
圖 3 過電壓保護電路2）過電流保護所謂過電流保護，即指流過IGBT的電壓值超過IGBT在正常工作時所能承受的最大峰值Im都稱為過電流。這里採用圖4所示的電路圖4 過電流保護電路3） IGBT的保護① 靜電保護IGBT的輸入級為MOSFET，所以IGBT也存在靜電擊穿的問題。防靜電保護極為必要。在靜電較強的場合，MOSFET容易靜電擊穿，造成柵源短路。採用以下方法進行保護：應存放在防靜電包裝袋、導電材料包裝袋或金屬容器中。取用器件時，應拿器件管殼，而不要拿引線。工作台和烙鐵都必須良好接地，焊接時電烙鐵功率應不超過25W，最好使用12V～24V的低電壓烙鐵，且前端作為接地點，先焊柵極，後焊漏極與源極。在測試MOSFET時，測量儀器和工作台都必須良好接地，MOSFET的三個電極未全部接入測試儀器或電路前，不要施加電壓，改換測試范圍時，電壓和電流都必須先恢復到零。② 過電流保護IGBT過電流可採用集射極電壓狀態識別保護方法，電路如圖5所示圖 5 集射極電壓狀態識別保護電路③ 短路保護圖 6 短路保護電路4) 緩沖電路緩沖電路（吸收電路）的作用主要是抑制器件的內因過電壓、/dt、過電流和di/dt，減小器件的開關損耗。這里採用由R LC組成的電路來吸收電壓、電流，如圖7。圖7 緩沖電路3、主電路的計算和元器件的參數選型1）計算①定義開關管導通時間ton與開關周期Ts的比值為占空比，用Dc表示Dc=ton/Ts②電感Lc= Uo(1-Dc)Ts/(2Po*Po) 其中: Po= Uo*Io③紋波電壓U1= Uo(1-Dc)Ts* Ts/8LC④電容C= Uo(1-Dc)Ts* Ts/8LU12)元器件參數①主開關管可以使用MOSFET,開關頻率為20Hz；②輸入200V，輸出50V，可確定占空比為Dc=25%③選擇電感Lc= Uo(1-Dc)Ts/(2Po*Po)=3.75*10^(-4)H
這個值是電感電流連續與否的臨界值，L>Lc則電感電流連續，試劑電感值可選為1.2倍的臨界電感值，可選擇為4.5×10˜4H；④據波紋的要求計算電容值C= Uo(1-Dc)Ts* Ts/8LU1=2.6*10^(-4)F⑤當開關頻率為50kHz時，L=1.8*10^(-4)H,C=1.04*10^(-4)四、Simulink模擬系統設計1、建立一個buck的新模型在「SimpowerSytems/Electrical Sources」庫中選擇」DC voltage source」直流電壓模塊在對話框中將直流電壓設置為200V。如下圖：在「SimPowerSystems/ElectricalSources」庫中選擇「Series RLC Branch」,右鍵選擇單擊並拖動，在復制出2個該元件，分別在對話框中「Branch Type」下拉菜單中選擇R、L、C，按照1）的計算結果賦值，在電感元件的對話框里最下方「Mesurement」選擇「Branch voltage and current」,以使能電感的端電壓測量和電流測量，電阻元件的對話框里「Mesurement」選擇「Branch voltage」，以使能負載電阻端的電壓測量，亦即Buck變換器的輸出電壓，具體如下圖：在「SimPowerSystems/ Mesurement」 庫中選擇「Multimeter」,對話框中的坐便又「Ub;L」、「Ib:L」、「Ub:R」幾項，依次選中，在右邊窗口中顯示，這樣就可以對電感電壓、電感電流、負載電阻電壓進行測量,如下圖：在「Simulink/Source」庫中選擇「Pulse Generator」庫中選擇「Pulse Center」,對話框中「Period(secs)」設置為20e-6,「Pulse Width(% of period)」設置為25，其他設置保持為預設值。如下圖：在「Simulink、Signal Routing」庫中選擇：「Bus Selector」,在復制出1個，分別連接在「Mosfet」和「Diode」的測試埠，將「Bus Selector」設置為測試各自的電流，連接二極體的「Bus Selector」對話框設置，如下圖：
在「Simulink/sink」庫中選擇示波器「Scope」，將其設置為6個輸入通道，具體的設置方法如下圖：為了實時顯示輸出電壓的平均值，在「SimPowerSystems/Extra Library/ Mesurement」裡面選取「Mean Value」，雙擊打開對話框，將其參數設置中的「Averaging Period(s)」設置為20e-6（求平均值時的這個周期設置可以使信號周期的整數倍），在「Simulink/sink」裡面選取「Display」。如下圖：在「SimpowerSytems/Power Electrical Sources」庫中選擇「Mosfet」和 「Diode」模塊，參數保留其預設值。如下圖：最終完成模擬模型如圖所示。模擬時間為0.1s，模擬演算法為ode23tb。2、模擬結果分析在菜單欄「Simulation」裡面的「Configuration Parameters」裡面設置模擬演算法，模擬演算法可以選取步長「Variable-step」下的ode23tb，其他設置可以保持預設，其中將「Max-step」（最大步長）設置的比較小（如1e-6或者1e-5）能夠使輸出波形較為平滑。本例中「Max-step」選擇預設值（auto）。如下圖上到下的波形依次為MOSFET們極觸發脈沖Ug、電感電壓Ul、電感電流il、輸出電壓Uo、MOSFET電流iT、二極體電流iD。電感電流連續，各個波形與理論波形規律一致。f=20kHzF=50kHz對比上面兩個圖可知，在其他條件不變的情況下，若開關頻率提高n倍，則電感值減少為1/n，電容值也減少到1/n，從式中也可以得到這個結論。另外可以發現圖中，輸出電壓平均值沒有達到50 v，而只有48.91v左右，這是由於反並聯二極體的導通壓降使得輸出比理論值小，在模擬模型中，二極體的導通壓降為0.8V，導通時通態電阻為0.001Ω，流經電流也會造成一定的電壓降，因此輸出電壓比50V小，在前文分析穩態時的工作波形時，得到的結果是在假設了導通後開關管電壓為0V以後，當開關器不是理想器件時，電壓和電流會有變化。
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電力電子技術課程設計之降壓斬波電路
一、概述
從八十年代末起，工程師們為了縮小DC/DC變換器的體積，提高功率密度，首先從大幅度提高開關電源的工作頻率做起，但這種努力結果是大幅度縮小了體積，卻降低了效率。發熱增多，體積縮小，難過高溫關。因為當時MOSFET的開關速度還不夠快，大幅提高頻率使MOSFET的開關損耗驅動損耗大幅度增加。工程師們開始研究各種避開開關損耗的軟開關技術。雖然技術模式百花齊放，然而從工程實用角度僅有兩項是開發成功且一直延續到現在。一項是VICOR公司的有源箝位ZVS軟開關技術；另一項就是九十年代初誕生的全橋移相ZVS軟開關技術。
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有源箝位技術歷經三代，且都申報了專利。第一代系美國VICOR公司的有源箝位ZVS技術，其專利已經於2002年2月到期。VICOR公司利用該技術，配合磁元件，將DC/DC的工作頻率提高到

Ⅳ 試分析降壓斬波電路中各元件起到的作用是什麼

六種斬波電路原理分析

1、降壓斬波電路

圖1：降壓斬波電路(Buck Chopper)原理圖及波形圖

如上圖1：降壓斬波電路原理圖及波形圖所示，圖中V為全控型器件，選用IGBT;D為續流二極體。由圖1中V的柵極電壓波形UGE可知，當V處於通態時，電源Ui向負載供電，UD=Ui。當V處於斷態時，負載電流經二極體D續流，電壓UD近似為零，至一個周期T結束，再驅動V導通，重復上一周期的過程。負載電壓的平均值為：

式中ton為V處於通態的時間，toff為V處於斷態的時間，T為開關周期，α為導通占空比，簡稱占空比或導通比(α=ton/T)。由此可知，輸出到負載的電壓平均值UO最大為Ui，若減小占空比α，則UO隨之減小，由於輸出電壓低於輸入電壓，故稱該電路為降壓斬波電路。

2、升壓斬波電路

圖2：升壓斬波電路(Boost Chopper)原理圖及波形圖

如上圖2：升壓斬波電路原理圖及波形圖所示，電路也使用一個全控型器件V。由圖2中V的柵極電壓波形UGE可知，當V處於通態時，電源Ui向電感L1充電，充電電流基本恆定為I1，同時電容C1上的電壓向負載供電，因C1值很大，基本保持輸出電壓UO為恆值。設V處於通態的時間為ton，此階段電感L1上積蓄的能量為Ui*I1*ton。當V處於斷態時Ui和L1共同向電容C1充電，並向負載提供能量。設V處於斷態的時間為toff，則在此期間電感L1釋放的能量為(UO-Ui)*I1*toff。當電路工作於穩態時，一個周期T內電感L1積蓄的能量與釋放的能量相等，即：

上式中的T/toff≥1，輸出電壓高於電源電壓，故稱該電路為升壓斬波電路。

3、升降壓斬波電路

圖3：升降壓斬波電路(Boost-Buck Chopper)原理圖及波形圖

如上圖3：升降壓斬波電路原理圖及波形圖所示，電路的基本工作原理是：當可控開關V處於通態時，電源Ui經V向電感L1供電使其貯存能量，同時C1維持輸出電壓UO基本恆定並向負載供電。此後，V關斷，電感L1中貯存的能量向負載釋放。可見，負載電壓為上負下正，與電源電壓極性相反。輸出電壓為：

若改變導通比α，則輸出電壓可以比電源電壓高，也可以比電源電壓低。當0<α<1/2時為降壓，當1/2<α<1時為升壓

4、Cuk斬波電路

圖4：Cuk斬波電路原理圖

如上圖4：Cuk斬波電路原理圖所示，電路的基本工作原理是：當可控開關V處於通態時，Ui—L1—V迴路和負載R—L2—C2—V迴路分別流過電流。當V處於斷態時，Ui—L1—C2—D迴路和負載R—L2—D迴路分別流過電流，輸出電壓的極性與電源電壓極性相反。輸出電壓為：

若改變導通比α，則輸出電壓可以比電源電壓高，也可以比電源電壓低。當0<α<1/2時為降壓，當1/2<α<1時為升壓。

5、Sepic斬波電路

圖5：Sepic斬波電路原理圖

如上圖5：Sepic斬波電路:原理圖所示，電路的基本工作原理是：可控開關V處於通態時，Ui—L1—V迴路和C2—V—L2迴路同時導電，L1和L2貯能。當V處於斷態時，Ui—L1—C2—D—R迴路及L2—D—R迴路同時導電，此階段Ui和L1既向R供電，同時也向C2充電，C2貯存的能量在V處於通態時向L2轉移。輸出電壓為：

若改變導通比α，則輸出電壓可以比電源電壓高，也可以比電源電壓低。當0<α<1/2時為降壓，當1/2<α<1時為升壓。

6、Zeta斬波電路

圖6：Zeta斬波電路原理圖

如上圖6所示：Zeta斬波電路原理圖所示，電路的基本工作原理是：當可控開關V處於通態時，電源Ui經開關V向電感L1貯能。當V處於斷態後，L1經D與C2構成振盪迴路，其貯存的能量轉至C2，至振盪迴路電流過零，L1上的能量全部轉移至C2上之後，D關斷，C2經L2向負載R供電。輸出電壓為：

若改變導通比α，則輸出電壓可以比電源電壓高，也可以比電源電壓低。當0<α<1/2時為降壓，當1/2<α<1時為升壓。