電路板熱阻

⑴ 什麼是高速PCB

PCB布線
在PCB設計中，布線是完成產品設計的重要步驟，可以說前面的准備工作都是為它而做的， 在整個PCB中，以布線的設計過程限定最高，技巧最細、工作量最大。PCB布線有單面布線、 雙面布線及多層布線。布線的方式也有兩種：自動布線及互動式布線，在自動布線之前， 可以用互動式預先對要求比較嚴格的線進行布線，輸入端與輸出端的邊線應避免相鄰平行， 以免產生反射干擾。必要時應加地線隔離，兩相鄰層的布線要互相垂直，平行容易產生寄生耦合。
自動布線的布通率，依賴於良好的布局，布線規則可以預先設定， 包括走線的彎曲次數、導通孔的數目、步進的數目等。一般先進行探索式布經線，快速地把短線連通， 然後進行迷宮式布線，先把要布的連線進行全局的布線路徑優化，它可以根據需要斷開已布的線。 並試著重新再布線，以改進總體效果。
對目前高密度的PCB設計已感覺到貫通孔不太適應了， 它浪費了許多寶貴的布線通道，為解決這一矛盾，出現了盲孔和埋孔技術，它不僅完成了導通孔的作用， 還省出許多布線通道使布線過程完成得更加方便，更加流暢，更為完善，PCB 板的設計過程是一個復雜而又簡單的過程，要想很好地掌握它，還需廣大電子工程設計人員去自已體會， 才能得到其中的真諦。

1 電源、地線的處理
既使在整個PCB板中的布線完成得都很好，但由於電源、 地線的考慮不周到而引起的干擾，會使產品的性能下降，有時甚至影響到產品的成功率。所以對電、 地線的布線要認真對待，把電、地線所產生的噪音干擾降到最低限度，以保證產品的質量。
對每個從事電子產品設計的工程人員來說都明白地線與電源線之間噪音所產生的原因， 現只對降低式抑制噪音作以表述：
（1）、眾所周知的是在電源、地線之間加上去耦電容。
（2）、盡量加寬電源、地線寬度，最好是地線比電源線寬，它們的關系是：地線＞電源線＞信號線，通常信號線寬為：0.2～0.3mm,最經細寬度可達0.05～0.07mm,電源線為1.2～2.5 mm
對數字電路的PCB可用寬的地導線組成一個迴路, 即構成一個地網來使用(模擬電路的地不能這樣使用)
（3）、用大面積銅層作地線用,在印製板上把沒被用上的地方都與地相連接作為地線用。或是做成多層板，電源，地線各佔用一層。

2 數字電路與模擬電路的共地處理
現在有許多PCB不再是單一功能電路（數字或模擬電路），而是由數字電路和模擬電路混合構成的。因此在布線時就需要考慮它們之間互相干擾問題，特別是地線上的噪音干擾。
數字電路的頻率高，模擬電路的敏感度強，對信號線來說，高頻的信號線盡可能遠離敏感的模擬電路器件，對地線來說，整人PCB對外界只有一個結點，所以必須在PCB內部進行處理數、模共地的問題，而在板內部數字地和模擬地實際上是分開的它們之間互不相連，只是在PCB與外界連接的介面處（如插頭等）。數字地與模擬地有一點短接，請注意，只有一個連接點。也有在PCB上不共地的，這由系統設計來決定。

3 信號線布在電（地）層上
在多層印製板布線時，由於在信號線層沒有布完的線剩下已經不多，再多加層數就會造成浪費也會給生產增加一定的工作量，成本也相應增加了，為解決這個矛盾，可以考慮在電（地）層上進行布線。首先應考慮用電源層，其次才是地層。因為最好是保留地層的完整性。

4 大面積導體中連接腿的處理
在大面積的接地（電）中，常用元器件的腿與其連接，對連接腿的處理需要進行綜合的考慮，就電氣性能而言，元件腿的焊盤與銅面滿接為好，但對元件的焊接裝配就存在一些不良隱患如：①焊接需要大功率加熱器。②容易造成虛焊點。所以兼顧電氣性能與工藝需要，做成十字花焊盤，稱之為熱隔離（heat shield）俗稱熱焊盤（Thermal），這樣，可使在焊接時因截面過分散熱而產生虛焊點的可能性大大減少。多層板的接電（地）層腿的處理相同。

5 布線中網路系統的作用
在許多CAD系統中，布線是依據網路系統決定的。網格過密，通路雖然有所增加，但步進太小，圖場的數據量過大，這必然對設備的存貯空間有更高的要求，同時也對象計算機類電子產品的運算速度有極大的影響。而有些通路是無效的，如被元件腿的焊盤佔用的或被安裝孔、定們孔所佔用的等。網格過疏，通路太少對布通率的影響極大。所以要有一個疏密合理的網格系統來支持布線的進行。
標准元器件兩腿之間的距離為0.1英寸(2.54mm),所以網格系統的基礎一般就定為0.1英寸(2.54 mm)或小於0.1英寸的整倍數，如：0.05英寸、0.025英寸、0.02英寸等。

6 設計規則檢查（DRC）
布線設計完成後，需認真檢查布線設計是否符合設計者所制定的規則，同時也需確認所制定的規則是否符合印製板生產工藝的需求，一般檢查有如下幾個方面：

（1）、線與線，線與元件焊盤，線與貫通孔，元件焊盤與貫通孔，貫通孔與貫通孔之間的距離是否合理，是否滿足生產要求。
（2）、電源線和地線的寬度是否合適，電源與地線之間是否緊耦合（低的波阻抗）？在PCB中是否還有能讓地線加寬的地方。
（3）、對於關鍵的信號線是否採取了最佳措施，如長度最短，加保護線，輸入線及輸出線被明顯地分開。
（4）、模擬電路和數字電路部分，是否有各自獨立的地線。
（5）後加在PCB中的圖形（如圖標、注標）是否會造成信號短路。
（6）對一些不理想的線形進行修改。
（7）、在PCB上是否加有工藝線？阻焊是否符合生產工藝的要求，阻焊尺寸是否合適，字元標志是否壓在器件焊盤上，以免影響電裝質量。
（8）、多層板中的電源地層的外框邊緣是否縮小，如電源地層的銅箔露出板外容易造成短路。

第二篇 PCB布局
在設計中，布局是一個重要的環節。布局結果的好壞將直接影響布線的效果，因此可以這樣認為，合理的布局是PCB設計成功的第一步。
布局的方式分兩種，一種是互動式布局，另一種是自動布局，一般是在自動布局的基礎上用互動式布局進行調整，在布局時還可根據走線的情況對門電路進行再分配，將兩個門電路進行交換，使其成為便於布線的最佳布局。在布局完成後，還可對設計文件及有關信息進行返回標注於原理圖，使得PCB板中的有關信息與原理圖相一致，以便在今後的建檔、更改設計能同步起來, 同時對模擬的有關信息進行更新，使得能對電路的電氣性能及功能進行板級驗證。

--考慮整體美觀
一個產品的成功與否，一是要注重內在質量，二是兼顧整體的美觀，兩者都較完美才能認為該產品是成功的。
在一個PCB板上，元件的布局要求要均衡，疏密有序，不能頭重腳輕或一頭沉。

--布局的檢查
印製板尺寸是否與加工圖紙尺寸相符？能否符合PCB製造工藝要求？有無定位標記？
元件在二維、三維空間上有無沖突？
元件布局是否疏密有序，排列整齊？是否全部布完？
需經常更換的元件能否方便的更換？插件板插入設備是否方便？
熱敏元件與發熱元件之間是否有適當的距離？
調整可調元件是否方便？
在需要散熱的地方，裝了散熱器沒有？空氣流是否通暢？
信號流程是否順暢且互連最短？
插頭、插座等與機械設計是否矛盾？
線路的干擾問題是否有所考慮？

第三篇 高速PCB設計
（一）、電子系統設計所面臨的挑戰

隨著系統設計復雜性和集成度的大規模提高，電子系統設計師們正在從事100MHZ以上的電路設計，匯流排的工作頻率也已經達到或者超過50MHZ，有的甚至超過100MHZ。目前約50% 的設計的時鍾頻率超過50MHz，將近20% 的設計主頻超過120MHz。
當系統工作在50MHz時，將產生傳輸線效應和信號的完整性問題；而當系統時鍾達到120MHz時，除非使用高速電路設計知識，否則基於傳統方法設計的PCB將無法工作。因此，高速電路設計技術已經成為電子系統設計師必須採取的設計手段。只有通過使用高速電路設計師的設計技術，才能實現設計過程的可控性。

（二）、什麼是高速電路

通常認為如果數字邏輯電路的頻率達到或者超過45MHZ~50MHZ，而且工作在這個頻率之上的電路已經佔到了整個電子系統一定的份量（比如說1／3），就稱為高速電路。
實際上，信號邊沿的諧波頻率比信號本身的頻率高，是信號快速變化的上升沿與下降沿（或稱信號的跳變）引發了信號傳輸的非預期結果。因此，通常約定如果線傳播延時大於1/2數字信號驅動端的上升時間，則認為此類信號是高速信號並產生傳輸線效應。
信號的傳遞發生在信號狀態改變的瞬間，如上升或下降時間。信號從驅動端到接收端經過一段固定的時間，如果傳輸時間小於1/2的上升或下降時間，那麼來自接收端的反射信號將在信號改變狀態之前到達驅動端。反之，反射信號將在信號改變狀態之後到達驅動端。如果反射信號很強，疊加的波形就有可能會改變邏輯狀態。

（三）、高速信號的確定

上面我們定義了傳輸線效應發生的前提條件，但是如何得知線延時是否大於1/2驅動端的信號上升時間？ 一般地，信號上升時間的典型值可通過器件手冊給出，而信號的傳播時間在PCB設計中由實際布線長度決定。下圖為信號上升時間和允許的布線長度(延時)的對應關系。
PCB 板上每單位英寸的延時為 0.167ns.。但是，如果過孔多，器件管腳多，網線上設置的約束多，延時將增大。通常高速邏輯器件的信號上升時間大約為0.2ns。如果板上有GaAs晶元，則最大布線長度為7.62mm。
設Tr 為信號上升時間， Tpd 為信號線傳播延時。如果Tr≥4Tpd，信號落在安全區域。如果2Tpd≥Tr≥4Tpd，信號落在不確定區域。如果Tr≤2Tpd，信號落在問題區域。對於落在不確定區域及問題區域的信號，應該使用高速布線方法。

（四）、什麼是傳輸線

PCB板上的走線可等效為下圖所示的串聯和並聯的電容、電阻和電感結構。串聯電阻的典型值0.25-0.55 ohms/foot，因為絕緣層的緣故，並聯電阻阻值通常很高。將寄生電阻、電容和電感加到實際的PCB連線中之後，連線上的最終阻抗稱為特徵阻抗Zo。線徑越寬，距電源/地越近，或隔離層的介電常數越高，特徵阻抗就越小。如果傳輸線和接收端的阻抗不匹配，那麼輸出的電流信號和信號最終的穩定狀態將不同，這就引起信號在接收端產生反射，這個反射信號將傳回信號發射端並再次反射回來。隨著能量的減弱反射信號的幅度將減小，直到信號的電壓和電流達到穩定。這種效應被稱為振盪，信號的振盪在信號的上升沿和下降沿經常可以看到。

（五）、傳輸線效應

基於上述定義的傳輸線模型，歸納起來，傳輸線會對整個電路設計帶來以下效應。
• 反射信號Reflected signals
• 延時和時序錯誤Delay & Timing errors
• 多次跨越邏輯電平門限錯誤False Switching
• 過沖與下沖Overshoot/Undershoot
• 串擾Inced Noise (or crosstalk)
• 電磁輻射EMI radiation

5.1 反射信號
如果一根走線沒有被正確終結(終端匹配)，那麼來自於驅動端的信號脈沖在接收端被反射，從而引發不預期效應，使信號輪廓失真。當失真變形非常顯著時可導致多種錯誤，引起設計失敗。同時，失真變形的信號對雜訊的敏感性增加了，也會引起設計失敗。如果上述情況沒有被足夠考慮，EMI將顯著增加，這就不單單影響自身設計結果，還會造成整個系統的失敗。
反射信號產生的主要原因：過長的走線；未被匹配終結的傳輸線，過量電容或電感以及阻抗失配。

5.2 延時和時序錯誤
信號延時和時序錯誤表現為：信號在邏輯電平的高與低門限之間變化時保持一段時間信號不跳變。過多的信號延時可能導致時序錯誤和器件功能的混亂。
通常在有多個接收端時會出現問題。電路設計師必須確定最壞情況下的時間延時以確保設計的正確性。信號延時產生的原因：驅動過載，走線過長。

5.3 多次跨越邏輯電平門限錯誤
信號在跳變的過程中可能多次跨越邏輯電平門限從而導致這一類型的錯誤。多次跨越邏輯電平門限錯誤是信號振盪的一種特殊的形式，即信號的振盪發生在邏輯電平門限附近，多次跨越邏輯電平門限會導致邏輯功能紊亂。反射信號產生的原因：過長的走線，未被終結的傳輸線，過量電容或電感以及阻抗失配。

5.4 過沖與下沖
過沖與下沖來源於走線過長或者信號變化太快兩方面的原因。雖然大多數元件接收端有輸入保護二極體保護，但有時這些過沖電平會遠遠超過元件電源電壓范圍，損壞元器件。

5.5 串擾
串擾表現為在一根信號線上有信號通過時，在PCB板上與之相鄰的信號線上就會感應出相關的信號，我們稱之為串擾。
信號線距離地線越近，線間距越大，產生的串擾信號越小。非同步信號和時鍾信號更容易產生串擾。因此解串擾的方法是移開發生串擾的信號或屏蔽被嚴重干擾的信號。
5.6 電磁輻射
EMI(Electro-Magnetic Interference)即電磁干擾，產生的問題包含過量的電磁輻射及對電磁輻射的敏感性兩方面。EMI表現為當數字系統加電運行時，會對周圍環境輻射電磁波，從而干擾周圍環境中電子設備的正常工作。它產生的主要原因是電路工作頻率太高以及布局布線不合理。目前已有進行 EMI模擬的軟體工具，但EMI模擬器都很昂貴，模擬參數和邊界條件設置又很困難，這將直接影響模擬結果的准確性和實用性。最通常的做法是將控制EMI的各項設計規則應用在設計的每一環節，實現在設計各環節上的規則驅動和控制。

（六）、避免傳輸線效應的方法
針對上述傳輸線問題所引入的影響，我們從以下幾方面談談控制這些影響的方法。

6.1 嚴格控制關鍵網線的走線長度
如果設計中有高速跳變的邊沿，就必須考慮到在PCB板上存在傳輸線效應的問題。現在普遍使用的很高時鍾頻率的快速集成電路晶元更是存在這樣的問題。解決這個問題有一些基本原則：如果採用CMOS或TTL電路進行設計，工作頻率小於10MHz，布線長度應不大於7英寸。工作頻率在50MHz布線長度應不大於1.5英寸。如果工作頻率達到或超過75MHz布線長度應在1英寸。對於GaAs晶元最大的布線長度應為0.3英寸。如果超過這個標准，就存在傳輸線的問題。

6.2 合理規劃走線的拓撲結構
解決傳輸線效應的另一個方法是選擇正確的布線路徑和終端拓撲結構。走線的拓撲結構是指一根網線的布線順序及布線結構。當使用高速邏輯器件時，除非走線分支長度保持很短，否則邊沿快速變化的信號將被信號主幹走線上的分支走線所扭曲。通常情形下，PCB走線採用兩種基本拓撲結構，即菊花鏈(Daisy Chain)布線和星形(Star)分布。
對於菊花鏈布線，布線從驅動端開始，依次到達各接收端。如果使用串聯電阻來改變信號特性，串聯電阻的位置應該緊靠驅動端。在控制走線的高次諧波干擾方面，菊花鏈走線效果最好。但這種走線方式布通率最低，不容易100%布通。實際設計中，我們是使菊花鏈布線中分支長度盡可能短，安全的長度值應該是：Stub Delay <= Trt *0.1.
例如，高速TTL電路中的分支端長度應小於1.5英寸。這種拓撲結構佔用的布線空間較小並可用單一電阻匹配終結。但是這種走線結構使得在不同的信號接收端信號的接收是不同步的。
星形拓撲結構可以有效的避免時鍾信號的不同步問題，但在密度很高的PCB板上手工完成布線十分困難。採用自動布線器是完成星型布線的最好的方法。每條分支上都需要終端電阻。終端電阻的阻值應和連線的特徵阻抗相匹配。這可通過手工計算，也可通過CAD工具計算出特徵阻抗值和終端匹配電阻值。

在上面的兩個例子中使用了簡單的終端電阻，實際中可選擇使用更復雜的匹配終端。第一種選擇是RC匹配終端。RC匹配終端可以減少功率消耗，但只能使用於信號工作比較穩定的情況。這種方式最適合於對時鍾線信號進行匹配處理。其缺點是RC匹配終端中的電容可能影響信號的形狀和傳播速度。
串聯電阻匹配終端不會產生額外的功率消耗，但會減慢信號的傳輸。這種方式用於時間延遲影響不大的匯流排驅動電路。 串聯電阻匹配終端的優勢還在於可以減少板上器件的使用數量和連線密度。
最後一種方式為分離匹配終端，這種方式匹配元件需要放置在接收端附近。其優點是不會拉低信號，並且可以很好的避免雜訊。典型的用於TTL輸入信號(ACT, HCT, FAST)。
此外，對於終端匹配電阻的封裝型式和安裝型式也必須考慮。通常SMD表面貼裝電阻比通孔元件具有較低的電感，所以SMD封裝元件成為首選。如果選擇普通直插電阻也有兩種安裝方式可選：垂直方式和水平方式。
垂直安裝方式中電阻的一條安裝管腳很短，可以減少電阻和電路板間的熱阻，使電阻的熱量更加容易散發到空氣中。但較長的垂直安裝會增加電阻的電感。水平安裝方式因安裝較低有更低的電感。但過熱的電阻會出現漂移，在最壞的情況下電阻成為開路，造成PCB走線終結匹配失效，成為潛在的失敗因素。

6.3 抑止電磁干擾的方法
很好地解決信號完整性問題將改善PCB板的電磁兼容性(EMC)。其中非常重要的是保證PCB板有很好的接地。對復雜的設計採用一個信號層配一個地線層是十分有效的方法。此外，使電路板的最外層信號的密度最小也是減少電磁輻射的好方法，這種方法可採用"表面積層"技術"Build-up"設計製做PCB來實現。表面積層通過在普通工藝 PCB 上增加薄絕緣層和用於貫穿這些層的微孔的組合來實現 ，電阻和電容可埋在表層下，單位面積上的走線密度會增加近一倍，因而可降低 PCB的體積。PCB 面積的縮小對走線的拓撲結構有巨大的影響，這意味著縮小的電流迴路，縮小的分支走線長度，而電磁輻射近似正比於電流迴路的面積；同時小體積特徵意味著高密度引腳封裝器件可以被使用，這又使得連線長度下降，從而電流迴路減小，提高電磁兼容特性。

6.4 其它可採用技術
為減小集成電路晶元電源上的電壓瞬時過沖，應該為集成電路晶元添加去耦電容。這可以有效去除電源上的毛刺的影響並減少在印製板上的電源環路的輻射。
當去耦電容直接連接在集成電路的電源管腿上而不是連接在電源層上時，其平滑毛刺的效果最好。這就是為什麼有一些器件插座上帶有去耦電容，而有的器件要求去耦電容距器件的距離要足夠的小。
任何高速和高功耗的器件應盡量放置在一起以減少電源電壓瞬時過沖。
如果沒有電源層，那麼長的電源連線會在信號和迴路間形成環路，成為輻射源和易感應電路。
走線構成一個不穿過同一網線或其它走線的環路的情況稱為開環。如果環路穿過同一網線其它走線則構成閉環。兩種情況都會形成天線效應(線天線和環形天線)。天線對外產生EMI輻射，同時自身也是敏感電路。閉環是一個必須考慮的問題，因為它產生的輻射與閉環面積近似成正比。

結束語
高速電路設計是一個非常復雜的設計過程，ZUKEN公司的高速電路布線演算法(Route Editor)和EMC/EMI分析軟體(INCASES,Hot-Stage)應用於分析和發現問題。本文所闡述的方法就是專門針對解決這些高速電路設計問題的。此外，在進行高速電路設計時有多個因素需要加以考慮，這些因素有時互相對立。如高速器件布局時位置靠近，雖可以減少延時，但可能產生串擾和顯著的熱效應。因此在設計中，需權衡各因素，做出全面的折衷考慮；既滿足設計要求，又降低設計復雜度。高速PCB設計手段的採用構成了設計過程的可控性，只有可控的，才是可靠的，也才能是成功的！
參考資料：高速PCB設計指南

⑵ 射頻電路設計的熱量分析

熱量管理是所有電路設計人員都關心的一個問題，特別是針對大信號時。在射頻/微波電路中，大信號常見於功率放大器和系統發送端元件。不管是連續波(CW)信號還是脈沖信號，如果產生的熱量得不到有效疏導，它們都將導致印製電路板(PCB)上和系統中的熱量積聚。對電子設備來說，發熱意味著工作壽命的縮短。
防止電路熱量積聚需要一定的想像力：可以想像成熱量從一個熱源(如功率晶體管)流向一個目的地(如散熱片或設備底座)。
理解熱量在系統各射頻/微波元件中是如何產生的也有助於熱量分析。例如，功率放大器發熱不是僅因其工作在大功率級，諸如放大器效率、放大器輸出端的阻抗匹配(VSWR)以及源自放大器輸出的熱路徑等因素都會影響放大器熱量的產生。盡管具有50%效率的功率放大器似乎已經很不錯，但這也會浪費掉系統供給它的一半能量，其中大部分以熱量的形式損失掉了。
除功率放大器外，像濾波器和功率分配器這樣的無源器件的插入損耗以及元件、同軸電纜和其它互連器件連接處的阻抗不匹配(高VSWR)也會導致「散熱障礙」.高效的熱管理需要了解熱量從源(例如放大器)流過所有連接電纜和其它元件再到散熱終點的熱量流動過程。
在電路層面，熱管理也是放大器自身的一個問題，因為熱量從放大器的有源器件向外流動--有些熱量通過電路板材料，有些進入周圍元件，有些流入電路板上下方周圍的空氣。理想情況下，可以提供一條讓熱量從有源器件正確地散發出來的路徑，因為這些器件周圍的熱量積聚也會縮短它們的工作壽命。此外，這些熱量可能對某些器件造成有害影響，比如在硅雙極型晶體管中溫度的不斷上升，即通常所說的「熱失控」.
在散熱不當的情況下，有些器件相比其它器件更易受到損壞。例如，GaAs半導體襯底的導熱率大約只有硅器件的三分之一。在高溫下，GaAs晶體管也可能遭受記憶效應的影響(也就是說即使溫度已經下降，器件仍可能工作在高溫時的特定增益狀態)，進而導致器件線性性能變差。
熱量分析實質上是基於對器件或電路中使用的不同材料的研究，以及這些材料的熱阻或其對熱量流動的阻力。當然，反過來說就是材料的導熱率，這是衡量材料導熱能力的一個指標。熱材料(比如導熱膠和電路板材料)的數據手冊中一般都列有這一參數，參數值越高，代表這種材料處理大功率級和發熱量的能力就越高。
熱阻可以用溫度變化(該數值是作為所採用功率的函數)來描述，通常單位為℃/W.在為器件、電路板和系統建立熱量模型時，必須考慮所有熱效應的影響，這不僅包括器件的自發熱效應，還包括其對周邊器件的影響。由於這些交互作用的存在，熱建模一般是通過構建一個帶有全部發熱器件的熱矩陣來完成的。
在電路上，即使像電容這樣的無源電路元件也可能對散熱起作用。當然，為了使系統能考慮到所有的熱量規劃，正確的熱量設計應從PCB級和選擇最適合特定電路設計中功率和熱量等級的PCB層壓材料開始。在選擇電路板層壓材料時，不應只是簡單地選擇具有最高導熱率的材料，還需要考慮在不同溫度下的電氣和機械穩定性。
例如，層壓板可由其在所有三個方向(長、寬、厚)上的熱膨脹系數(CTE)以及介電常數的熱系數來描述。第一個參數代表了材料隨溫度變化而膨脹或收縮的程度，而第二個參數表明了介電常數隨溫度的變化情況。第一個參數對可靠性有很大影響，而第二個參數可能引起介電常數在不同溫度下發生偏離，最終導致微帶電路中的阻抗發生變化(例如，這種變化可能改變帶通濾波器的中心頻率)。
由於很多系統(包括商業通信和戰術軍事系統)都需要具有高可靠性和穩定的電氣性能，電路板材料供應商近年來非常關注熱管理問題，開發出的材料不僅能夠處理類似功率放大器等電路中的較高功率級，而且在高溫下不會發生電氣性能改變。下圖材料整合了穩定的機械與電氣性能以及導熱性能，因此可作為高頻功率放大器的理想材料。
圖：新開發的RT/roid 6035HTC電路材料用來滿足設計人員對改善高溫性能的需求。

⑶ 標准PCB基板的導熱系數到底是多少16.5W/mk是否是標准值

FP4板材的PCB線路板沒導熱系數這么一說的哦！只有鋁基板，鋁基板導熱系數在板材上就決定了，導熱系數越高，價格越高。

FR4隻有說多層，層數越高價格越高的。目前普通的鋁基板很便宜，沒必要用FP4板子代替吧！

如果說紙板代替會便宜點，但溫度高易燃。

(3)電路板熱阻擴展閱讀：

高熱導率意味著通過材料的熱流更好，散熱性能更佳。值得注意的是，通常說的PCB材料的熱導率指的是材料的z向（厚度方向）熱導率，而面內（x-y方向）熱導率值一般比z向熱導率更大一些。舉例來說，FR-4的z向熱導率典型值僅為0.25W/m-K。

6.5W/mK是整個PCB的平均導熱系數，一般來講，基板的導熱系數都比較小，但由於銅的導熱性能非常好，所以會最終獲得16.5W/mK的導熱系數。

在諸如高功率功放、大功率LED燈、電源模塊等電子產品中，元器件在工作過程中會產生大量的熱。為了減小熱量對器件壽命和可靠性的影響，需要對系統的熱量進行控制。常用的熱量管理的方法有增加接地連接、使用散熱器或散熱片，或降低環境溫度等等。

一般情況下，主要發熱元器件以及電路均布置於PCB板上，因此，合理進行電路設計和選擇高導熱系數的PCB材料是進行電路熱量管理的重要手段。

⑷ 請問PCB板的導熱系數是多少

PCB的導熱系數很小的，不加導熱填料的環氧樹脂導熱系數最多0.2-0.8W/K*m，鋁的就大得多，可以達到2008W/K*m左右。
6.5W/mK是整個PCB的橋殲平均導熱系數，一般來講，基板的導熱系數都比較小，但由粗冊於銅的導熱性能非岩消宏常好，所以會最終獲得16.5W/mK的導熱系數。
導熱系數只是對某種材料的導熱特性的描述，不會因為環境、形狀、厚度變化而變化，但在實際應用中，熱阻抗的大小決定最終的導熱效果。

⑸ led燈泡怎麼增加發熱量

LED燈具中，LED的傳熱途徑相當復雜，主要的途徑就是LED-PCB-heatsink-fluid，作為燈具的設計者，真正有意義的工作是優化燈具材料和散熱的結構盡可能的減少LED元件與流體之間的熱阻。
作為電子元件的安裝的載體，LED元件還是主要以焊接的方式與電路板連接，金屬基的電路板的總體熱阻相對較小，常用的有銅基板和鋁基板，鋁基板因價格相對較低而得到業界的廣泛採用。鋁基板的熱阻因不同廠家的工藝而有所差異，大致的熱阻在0.6-4.0°C/W，價格相差也比較大。鋁基板一般有3個物理層，線路層、絕緣層、基板層。一般的電絕緣物質的導熱能力也很差，因此熱阻主要來自於絕緣層，且因採用的絕緣材料差別較大。其中以陶瓷基絕緣介質熱阻最小。相對便宜的鋁基板一般採用的是玻纖絕緣層或樹脂絕緣層。熱阻大小也卜閉與絕緣層厚度正相關。
在兼顧成本與性能的條件下，合理的選擇鋁基板類型和陪枝鋁基板面積。相對的，正確設計散熱器外形和散熱器與鋁基板的最佳連型亂裂接才是燈具設計的成敗的關鍵所在。決定散熱能力大小的真正因素是散熱器與流體的接觸面面積和流體的流速。一般的LED燈具都是採用自然對流的方式來被動散熱，熱輻射也是主要的散熱方式之一。

⑹ pcb電路板熱分析儀原理

pcb電路板並山碼熱分析儀原理:是基於熱電阻的原理，主要的功能是測量電路板上電子元件的溫度行為，以及電路板表面溫度變化。在電路板上安裝一個熱電阻以表示溫度。當電流經過這個熱電阻時，電路板表面溫度就會隨之升高，電路板上的熱效應和溫度絕哪感測器就會注意到它。經過一些數學計算，熱分析儀就可以知道溫度行為的詳細信息，這樣就可以精確的分析出唯豎電路板的表面溫度分布，並幫助分析出電路板散熱以及會出現故障的熱點位置。

⑺ PCB設計中如何確保良好的散熱性

根據網上一下經驗來解答
一 、加散熱銅箔和採用大面積電源地銅箔。連接銅皮的面積越大，結溫越低。覆銅面積越大，結溫越低。
二、熱過孔。熱過孔能有效地降低器件結溫，提高單板厚度方向溫度的均勻性，為在 PCB 背面採取其他散熱方式提供了可能。通過模擬發現，與無熱過孔相比，該器件熱功耗為 2.5W 、間距 1mm 、中心設計 6x6 的熱過孔能使結溫降低 4.8°C 左右，而 PCB 的頂面與底面的溫差由原來的 21°C 降低到 5°C 。熱過孔陣列改為 4x4 後，器件的結溫與 6x6 相比升高了 2.2°C ，值得關注。
三、IC背面露銅，減小銅皮與空氣之間的熱阻。
四、PCB布局
1、熱敏感器件放置在冷風區。
2、溫度檢測器件放置在最熱的位置。
3、同一塊印製板上的器件應盡可能按其發熱量大小及散熱程度分區排列，發熱量小或耐熱性差的器件（如小信號晶體管、小規模集成電路、電解電容等）放在冷卻氣流的最上流（入口處），發熱量大或耐熱性好的器件（如功率晶體管、大規模集成電路等）放在冷卻氣流最下游。
4、在水平方向上，大功率器件盡量靠近印製板邊沿布置，以便縮短傳熱路徑；在垂直方向上，大功率器件盡量靠近印製板上方布置，以便減少這些器件工作時對其他器件溫度的影響。
5、設備內印製板的散熱主要依靠空氣流動，所以在設計時要研究空氣流動路徑，合理配置器件或印製電路板。空氣流動時總是趨向於阻力小的地方流動，所以在印製電路板上配置器件時，要避免在某個區域留有較大的空域。整機中多塊印製電路板的配置也應注意同樣的問題。
6、對溫度比較敏感的器件最好安置在溫度最低的區域（如設備的底部），千萬不要將它放在發熱器件的正上方，多個器件最好是在水平面上交錯布局。
7、將功耗最高和發熱最大的器件布置在散熱最佳位置附近。不要將發熱較高的器件放置在印製板的角落和四周邊緣，除非在它的附近安排有散熱裝置。在設計功率電阻時盡可能選擇大一些的器件，且在調整印製板布局時使之有足夠的散熱空間。

⑻ 淺談IC封裝熱阻

IC封裝的熱特性對於IC應用的性能和可靠性來說是非常關鍵的。

熱阻，用「theta」或θ表示 ， θja是在自然對流或強制對流條件下從晶元接面到大氣中的熱阻，專指自然條件下（沒有加通風措施）的數值。 由於測量是在標准規范的條件下去做的，因此對於不同的基板設計和環境條件就會有不同的結果，此值可以用於比較封裝散熱的容易與否，用於定性的比較。θja取決於IC封裝、電路板、空氣流通、輻射和系統特性，通常輻射影響可以忽略。 θjc是熱由晶元接面傳到IC封裝外殼的熱阻。 封裝外殼可以看做是封裝外表面的一個特定點，對於塑封外殼默認取1號引腳處；對於帶裸焊盤的封裝，默認取焊盤中心點。θjc取決於封裝材料（引線框架、模塑材料、管芯粘接材料）和特定的封裝設計（管芯厚度、裸焊盤、內部散熱過孔、所用金屬材料的熱傳導率）。指從管殼到周圍環境的熱阻，包括從封裝外表面到周圍環境的所有散熱通路的熱阻。幾個參數之間的關系可以用如下公式來表示：

IC封裝的熱阻是衡量封裝將管芯產生的熱量傳導至電路板或周圍環境的能力的一個標准。給出不同兩點的溫度，則從其中一點到另外一點的熱流量大小完全由熱阻決定。如果已知一個IC封裝的熱阻，則根據給出的功耗和參考溫度即可算出IC的結溫。

為確保產品可以有比較高的可靠性，在選擇IC封裝時應考慮其熱管理指標。所有IC在有功耗時都會發熱，為了保證器件的結溫低於最大允許溫度，經由封裝進行的從IC到周圍環境的有效散熱十分重要。通過一定的技術手段和計算公式，可以得到較為准確的結(管芯)溫度、管殼(封裝)溫度和電路板溫度。

集成電路在封裝完成後,其熱阻θjc一般就固定不變了。 對熱阻的測量方法總的來說可以分為兩種, 直接法 和 間接法 。紅外法測試就是一種直接法,它是用紅外測溫儀對准發熱晶元的表面,即可獲得Tc、Tj,但為獲得Tj需要將電路開封,可能會損傷內引線和晶元,所以直接法比較有限。

間接法(也稱電學法)的測量原理是利用溫度敏感參數作溫度指示。通常是測量某一恆定的正向小電流下的晶體管發射極與基極的電壓UBE,而UBE隨溫度的變化是有規律可循的。對於硅器件,在絕對零度時的UBE值是1267mV,鍺是800mV,誤差在2%以內。

由於一般IC封裝時晶元接面會被封裝材料蓋住，而無法直接量測晶元工作時其接面發熱的溫度，因此熱阻量測所採用的方式一般是利用組件的電性特性來量測，例如晶元上的二極體或晶體管的溫度及電壓特性。以二極體而言，由於其順向偏壓和溫度會呈線性關系，因此可用來做為溫度敏感參數。

由於一般實際的晶元上並不一定有容易量測的二極體接腳，再加上許多封裝需在封裝實際晶元之前就要測量封裝的熱阻值，因此大部分是採用熱測試晶元來進行封裝的熱阻測量的。熱測試晶元的製造目前已有許多廠商的產品可供利用，一般的熱測試晶元中包括了溫度感應組件、加熱用電阻以及用來連接的金屬墊，有的晶元之間有橋式設計，可使晶元做不同面積之組合。

而封裝廠在測量晶元熱阻時通常採用標准晶元法,就是在晶元上做幾個電阻用來產生功耗,在晶元中央和其它位置放置小尺寸的晶體管,通過測量晶體管的熱敏參數(正向UBE)得出晶元的溫度。再由公式直接計算出熱阻值。用標准晶元測量各種封裝的熱阻可得精確的結果。但因標准晶元的製作費用昂貴,所以只能為少數廠家所接受。

利用標準的量測方法量測出的熱阻值在設計應用時仍然須注意一些重點，當系統環境與標準的測試環境不同時（如PCB的大小及風速）熱阻值會有所不同，因此利用標准方式量出的熱阻值最好是作為性能比較或是數值驗證之用，用作實際設計時則僅供參考，否則會產生較大的誤差。為了克服這個缺點，目前發展的新技術稱為精緻模型，希望能通過更詳細的測量及模擬分析使熱阻值成為熱阻網路，因此在系統設計應用時不會受環境的太大影響。盡管如此，由於測量程序較為復雜，因此應用並不廣泛。

經過這段時間查閱資料了解到，在封裝形式、材料和工藝都比較類似的條件下,集成電路的θjc基本不變,所以如果在不是很嚴格的情況下,可以直接參照某些國際大公司的θjc熱阻值來進行參考和估算。而我們需要了解熱阻值的定義及應用方式，才能更好得判斷某些封裝的熱特性好壞。

⑼ 熱熔膠塗抹在電子板表面他是否可以吸收電路板裡面的熱量，是否能給電子元器件降溫呢

熱熔膠只能用於封固元器件，其熱阻很大不可能給電路板散熱降溫，它的保溫效果可能更好，要想給電路板散熱降溫，靠譜的方法要麼為發熱量大的功率器件塗抹硅脂加裝散熱片，要麼為電路板加裝散熱風扇等。