boost升壓電路原理

① 為什麼boost升壓電路的輸出是直流

這是因為Q1、L1、D1共同構成了直流脈沖升壓電路，在Q1關斷瞬間L1上自感電動勢極性為左負右正，此電動勢與電源電壓串聯疊加後通過D1向儲能電容C4充電，當然在Q1導通期間C4也會向R2放電，當充放電達成某種動態平衡時，輸出電壓就會維持在某個電壓值上，至於你的疑問為什麼是直流，這是因為無論脈沖激勵輸入還是電壓輸出始終都沒有發生過零交變，當然是直流。

② BOOST升壓電路，能把輸出電壓升到N倍電源電壓的原理

是利用振盪電路產生的脈沖髙頻通過髙頻變壓器初次級匝數比升髙電壓的。

③ 為什麼光伏並網逆變器中的boost電路需要延遲觸發呢（並網後boost延遲0.3秒後才開始工作）

boost的工作原理是升壓電路，所以升壓電路要慢慢的上升，不能一下子直接升壓，就好像汽車、飛機一樣是慢慢的加速，不能一下子加速到高速，這樣汽車受不了，乘客也不好受。
同樣的道理boost升壓電路，也一樣，不能一直子升壓到220V交流，應該有一個過程到220V交流，然後穩定在220v。這樣才是正常的工作過程。

④ buck和boost電路工作原理

Buck變換器工作在電感電流連續模式下的，其工作原理如下：

開關管的導通與關斷受控制電路輸出的驅動脈沖控制，當控制電路脈沖輸出高電平時，開關管導通，如續流二極體陽極電壓為零，陰極電壓為電壓電壓，因此反向截止，開關上流過電流流經電感向負載供電；此時中的電流逐漸上升，在兩端產生左端正右端負的自感電勢阻礙電流上升，將電能轉化為磁能存儲起來。經過時間後，控制電路脈沖為低電平，開關管關斷，但電流不能突變，

電感兩端產生右端正左端負的自感電勢阻礙電流下降，從而使正向偏置導通，於是電流構成迴路，電流值逐漸下降，儲存的磁能轉化為電能釋放出來供給負載。經過時間後，控制電路脈沖又使開關管導通，重復上述過程。濾波電容的作用是為了降低輸出電壓的脈動。續流二極體是必不可少的元件，若無此二極體，電路不僅不能正常工作，而且在開關管由導通變為關斷時，兩端將產生很高的自感電勢從而損壞開關管。

Boost電路的工作原理分為充電和放電兩個部分來說明。在充電過程中，開關閉合（三極體導通），等效電路圖，開關（三極體）處用導線代替。這時，輸入電壓流過電感。二極體防止電容對地放電。由於輸入是直流電，所以電感上的電流以一定的比率線性增加，這個比率跟電感大小有關。隨著電感電流增加，電感里儲存了一些能量。

這是當開關斷開（三極體截止）時的等效電路。當開關斷開（三極體截止）時，由於電感的電流保持特性，流經電感的電流不會馬上變為0，而是緩慢的由充電完畢時的值變為0。而原來的電路已斷開，於是電感只能通過新電路放電，即電感開始給電容充電，電容兩端電壓升高，此時電壓已經高於輸入電壓了，升壓完畢。

說起來升壓過程就是一個電感的能量傳遞過程。充電時，電感吸收能量，放電時電感放出能量。如果電容量足夠大，那麼在輸出端就可以在放電過程中保持一個持續的電流。如果這個通斷的過程不斷重復，就可以在電容兩端得到高於輸入電壓的電壓。

⑤ BOOST升壓原理是怎樣的

BOOST升壓電路我們又稱為升壓斬波電路，斬波意思是將直流電變為另一固定電壓或可調電壓的直流電壓的過程稱為斬波，斬波有兩種方式，一種是脈寬調制方式，另一種是頻率調制，頻率調制這種易受干擾。BOOST升壓又是DC-DC電路的一種，因為它的輸出電壓比輸入電壓高，所以又稱為升壓電路。

現在的開關電源一般是由脈沖寬度調制（PWM）控制IC和MOSFET構成，結合各種開關電源拓撲結構，組成完整的開關電源，開關電源最主要的是開關IC，如下圖是BOOST升壓電路拓撲結構，主要是由電感L1、開關管Q1以及二極體D1組成

這里的電感在一個周期內有可能全部大於零，有可能等於零，全部大於零時候處於連續工作模式（CCM），等於零時候稱為斷續工作模式（DCM）。一般輸出電容C2要足夠大，這樣在輸出端才能保證放電時候能夠保持一個持續的電流，同時二極體一般至少採用快恢復二極體。

⑥ boost電路

摘要：提出了一種Boost電路軟開關實現方法，即同步整流加上電感電流反向。根據兩個開關管實現軟開關的條件不同，提出了強管和弱管的概念，給出了滿足軟開關條件的設計方法。一個24V輸入，40V/2.5A輸出，開關頻率為200kHz的同步Boost變換器樣機進一步驗證了上述方法的正確性，其滿載效率達到了96.9％ 關鍵詞：升壓電路；軟開關；同步整流 引言 輕小化是目前電源產品追求的目標。而提高開關頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是，開關頻率提高的瓶頸是器件的開關損耗，於是軟開關技術就應運而生。一般，要實現比較理想的軟開關效果，都需要有一個或一個以上的輔助開關為主開關創造軟開關的條件，同時希望輔助開關本身也能實現軟開關。 Boost電路作為一種最基本的DC/DC拓撲而廣泛應用於各種電源產品中。由於Boost電路只包含一個開關，所以，要實現軟開關往往要附加很多有源或無源的額外電路，增加了變換器的成本，降低了變換器的可靠性。 Boost電路除了有一個開關管外還有一個二極體。在較低壓輸出的場合，本身就希望用一個MOSFET來替換二極體（同步整流），從而獲得比較高的效率。如果能利用這個同步開關作為主開關的輔助管，來創造軟開關條件，同時本身又能實現軟開關，那將是一個比較好的方案。 本文提出了一種Boost電路實現軟開關的方法。該方案適用於輸出電壓較低的場合。 1 工作原理 圖1所示的是具有兩個開關管的同步Boost電路。其兩個開關互補導通，中間有一定的死區防止共態導通，如圖2所示。通常設計中電感上的電流為一個方向，如圖2第5個波形所示。考慮到開關的結電容以及死區時間，一個周期可以分為5個階段，各個階段的等效電路如圖3所示。下面簡單描述了電感電流不改變方向的同步Boost電路的工作原理。在這種設計下，S2可以實現軟開關，但是S1隻能工作在硬開關狀態。 1）階段1〔t0～t1〕該階段，S1導通，L上承受輸入電壓，L上的電流線性增加。在t1時刻，S1關斷，該階段結束。 2）階段2〔t1～t2〕S1關斷後，電感電流對S1的結電容進行充電，使S2的結電容進行放電，S2的漏源電壓可以近似認為線性下降，直到下降到零，該階段結束。 3）階段3〔t2～t3〕當S2的漏源電壓下降到零之後，S2的寄生二極體就導通，將S2的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就是為S2的零電壓導通創造了條件。 4）階段4〔t3～t4〕S2的門極變為高電平，S2零電壓開通。電感L上的電流又流過S2。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性減小，直到S2關斷，該階段結束。 5）階段5〔t4～t5〕此時電感L上的電流方向仍然為正，所以該電流只能轉移到S2的寄生二極體上，而無法對S1的結電容進行放電。因此，S1是工作在硬開關狀態的。 接著S1導通，進入下一個周期。從以上的分析可以看到，S2實現了軟開關，但是S1並沒有實現軟開關。其原因是S2關斷後，電感上的電流方向是正的，無法使S1的結電容進行放電。但是，如果將L設計得足夠小，讓電感電流在S2關斷時為負的，如圖4所示，就可以對S1的結電容進行放電而實現S1的軟開關了。 在這種情況下，一個周期可以分為6個階段，各個階段的等效電路如圖5所示。其工作原理描述如下。 1）階段1〔t0～t1〕該階段，S1導通，L上承受輸入電壓，L上的電流正向線性增加，從負值變為正值。在t1時刻，S1關斷，該階段結束。 2）階段2〔t1～t2〕S1關斷後，電感電流為正，對S1的結電容進行充電，使S2的結電容放電，S2的漏源電壓可以近似認為線性下降。直到S2的漏源電壓下降到零，該階段結束。 3）階段3〔t2～t3〕當S2的漏源電壓下降到零之後，S2的寄生二極體就導通，將S2的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就是為S2的零電壓導通創造了條件。 4）階段4〔t3～t4〕S2的門極變為高電平，S2零電壓開通。電感L上的電流又流過S2。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性?小，直到變為負值，然後S2關斷，該階段結束。 5）階段5〔t4～t5〕此時電感L上的電流方向為負，正好可以使S1的結電容進行放電，對S2的結電容進行充電。S1的漏源電壓可以近似認為線性下降。直到S1的漏源電壓下降到零，該階段結束。 6）階段6〔t5～t6〕當S1的漏源電壓下降到零之後，S1的寄生二極體就導通，將S1的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就是為S1的零電壓導通創造了條件。 接著S1在零電壓條件下導通，進入下一個周期。可以看到，在這種方案下，兩個開關S1和S2都可以實現軟開關。 2 軟開關的參數設計 以上用同步整流加電感電流反向的辦法來實現Boost電路的軟開關，其中兩個開關實現軟開關的難易程度並不相同。電感電流的峰峰值可以表示為 ΔI=(VinDT)/L （1） 式中：D為占空比； T為開關周期。 所以，電感上電流的最大值和最小值可以表示為 Imax=ΔI/2＋Io （2） Imin=ΔI/2－Io （3） 式中：Io為輸出電流。 將式（1）代入式（2）和式（3）可得 Imax=(VinDT)/2L＋Io （4） Imin=(VinDT)/2L－Io （5） 從上面的原理分析中可以看到S1的軟開關條件是由Imin對S2的結電容充電，使S1的結電容放電實現的；而S2的軟開關條件是由Imax對S1的結電容充電，使S2的結電容放電實現的。另外，通常滿載情況下|Imax| |Imin|。所以，S1和S2的軟開關實現難易程度也不同，S1要比S2難得多。這里將S1稱為弱管，S2稱為強管。 強管S2的軟開關極限條件為L和S1的結電容C1和S2的結電容C2諧振，能讓C2上電壓諧振到零的條件，可表示為式（6）。 將式（4）代入式（6）可得 實際上，式（7）非常容易滿足，而死區時間也不可能非常大，因此，可以近似認為在死區時間內電感L上的電流保持不變，即為一個恆流源在對S2的結電容充電，使S1的結電容放電。在這種情況下的ZVS條件稱為寬裕條件，表達式為式（8）。 (C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2 （8） 式中：tdead2為S2開通前的死區時間。 同理，弱管S1的軟開關寬裕條件為 (C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1 （9） 式中：tdead1為S1開通前的死區時間。 在實際電路的設計中，強管的軟開關條件非常容易實現，所以，關鍵是設計弱管的軟開關條件。首先確定可以承受的最大死區時間，然後根據式(9)推算出電感量L。因為，在能實現軟開關的前提下，L不宜太小，以免造成開關管上過大的電流有效值，從而使得開關的導通損耗過大。 3 實驗結果 一個開關頻率為200kHz，功率為100W的電感電流反向的同步Boost變換器進一步驗證了上述軟開關實現方法的正確性。 該變換器的規格和主要參數如下： 輸入電壓Vin24V 輸出電壓Vo40V 輸出電流Io0～2.5A 工作頻率f200kHz 主開關S1及S2IRFZ44 電感L4.5μH 圖6(a)，圖6（b）及圖6(c)是滿載（2.5A）時的實驗波形。從圖6(a)可以看到電感L上的電流在DT或(1－D)T時段里都會反向，也就是創造了S1軟開關的條件。從圖6(b)及圖6(c)可以看到兩個開關S1和S2都實現了ZVS。但是從電壓vds的下降斜率來看S1比S2的ZVS條件要差，這就是強管和弱管的差異。 圖7給出了該變換器在不同負載電流下的轉換效率。最高效率達到了97.1％，滿載效率為96.9％。 4 結語 本文提出了一種Boost電路軟開關實現策略：同步整流加電感電流反向。在該方案下，兩個開關管根據軟開關條件的不同，分為強管和弱管。設計中要根據弱管的臨界軟開關條件來決定電感L的大小。因為實現了軟開關，開關頻率可以設計得比較高。電感量可以設計得很小，所需的電感體積也可以比較小（通常可以用I型磁芯）。因此，這種方案適用於高功率密度、較低輸出電壓的場合。

麻煩採納，謝謝!

⑦ boost升壓電路的電路圖

假定那個開關來（三極體或者mos管）已自經斷開了很長時間，所有的元件都處於理想狀態，電容電壓等於輸入電壓。
分析升壓斬波電路工作原理時，首先假設電路中電感L值很大，電容C值也很大。當可控開關V處於通態時，電源E向電感L充電，充電電流基本恆定為I1，同時電容C上的電壓向負載供電。因為C值很大，基本能保持輸出電壓uo為恆值，記為Uo。設V處於通態的時間為ton，當V處於斷態時E和L共同向電容C充電並向負載提供能量。設V處於關斷的時間為toff，則在此期間電感L釋放的能量為(Uo-E)I1toff。當電路工作於穩態時，一個周期T中電感L積蓄的能量與釋放的能量相等。
下面要分充電和放電兩個部分來說明這個電路

⑧ 給個boost升壓電路，還要有詳細說明啊！！工作原理，謝啦！！

在充電過程中，開關閉合（三極體導通），等效電路如圖二，開關（三極體）處用導線代替。這時，輸入電壓流過電感。二極體

防止電容對地放電。由於輸入是直流電，所以電感上的電流以一定的比率線性增加，這個比率跟電感大小有關。隨著電感電流增加，電感里儲存了一些能量。

放電過程如圖，這是當開關斷開（三極體截止）時的等效電路。當開關斷開（三極體截止）時，由於電感的電流保持特性，流經電感的電流不會馬上變為0，而是緩慢的由充電完畢時的值變為0。而原來的電路已斷開，於是電感只能通過新電路放電，即電感開始給電容充電，電容兩端電壓升高，此時電壓已經高於輸入電壓了。升壓完畢。

⑨ 關於Boost升壓電路

極有可能是你的電感，焊接有問題，
還有一點，你要計算一下BOOST電路的輸出電流，電感的電流是否能滿足！然後還要看電流的紋波系數，最好在輸出電流的20%－30%之間，然後再計算電感量。
搭好電路之後，最好再用示波器測試一下電感的工作電流波形。