迟滞3s电路

㈠ 这个迟滞比较器电路，为什么参考电压会随输入电压变化

电源电压分压而已,首先计算基准部分的电阻,你是两个10K电阻分压的,得到1.25V5K;在根据反馈电阻100K,和运放正负电压(相对基准)和5K电阻分压,即可得到正负两个电压,不计失调的话就是她了

㈡ 模电A0是什么意思什么是迟滞比较电路

模电A0是指模拟电路中的A0信号，这是一种标准的输入信号，通常用于数字-模拟转换器（DAC）或模拟-数字转换器（ADC）中。A0信号通常用于在多路信号转换器中选择要转换的信号通道。
迟滞比较电路是一种用于比较两个信号的电路，它可以确定哪个信号先到达。这种电路通常用于时间同步应用，例如在高速数据传输系统中确定数据帧的开始和结束。迟滞比较电路通常返丛包含一些延迟元件，如双绞线或延迟线，用袜世瞎于延迟一个信号，使得两个信号可以在同告空一时间点进行比较。

㈢ 迟滞比较器电路如图四(5)所示，二极管为理想器件，

阈值电压应该是0V和4V，因为图中标出的是单个稳压二极管的稳压值

㈣ 如何使电路延时0.2ns

如何使电路延时0.2ns
用5V来控制-10V和15V的输出就实现了延时，可以用555，也可以用单片机，模拟开关，运放做迟滞电路。
5V电源一接通就有电，驱动控制电路延时，时间T1到了，关闭开关K1，使-10V输出，时间T2到了关闭K2，使15V输出。

㈤ 迟滞比较器工作原理

迟滞比较器工作原理：迟滞比较器有两个门限电压。输入单方向变化时，输出只跳变一次。输入由大变小时，对应小的门限电压；输入由小变大时，对应大的门限电压。在两个门限电压之间，输出保持原来的输出。

当输出状态一旦陵亮转换后，只要在跳变电压值附近的干扰不超过ΔU之值，输出电压的值就将是稳配迟定的。但随之而来的是分辨率降低。因为对迟滞比较器来说，它不能分辨差别小于ΔU的两个输入电压值。

作用

上拉电阻会影响比较器输出的高电平的数值，尤其是“OC门”输出格式的比较器，从而影响门限电压，需要考虑。主要是影响上门限，可以把它归入正反馈。

㈥ 迟滞电压比较器电路如图所示

（1）输出高电平时：
VOH=6+0.7=6.7 V
Vi+=R2*（VOH-Vref）/(R2+R2)+Vref=20K*4.7/40K+2=4.35 V
（2）输出低电平时：
VOL= -6-0.7= - 6.7 V
Vi+=R2*（VOH-Vref）/(R2+R2)+Vref=20K*(-8.7)/40K+2= - 2.35 V

比较器的窗口电压是 - 2.35V~4.35V，即输入电压>4.35V时，输出低电平-6.7V；输入电压< - 2.35V时，输出高电平6.7V；输入电压在- 2.35V~4.35V之间时，输出状态保持不变。
比较器输入阻抗10KΩ。

㈦ 帮我分下下迟滞比较器工作原理

1. 滞回电路里面一般Vol和Voh相等（图中运放工作原理就是两端电压比值大小）当输出Vo是高电平Voh
   时，V+端电压等于（Voh-Vref）/（R1/(R1+R2),只要V-小于此时V+，则Voh保持不变，大于时刻发生突变
   Vo变成低电平Vol，此时V-在继续增大的话，Vo保持低电平不变化，同时V+处电压变化（VoL-Vref）/（R1/(R1+R2)；

2. 当V-输入减小，必须减少到V+变化后的值才能发生电压跳变，成为高电平Voh，这就形成了滞回电路的效果。
   

㈧ 迟滞比较器运放怎么选择

迟滞电路（hysteresis circuit）又称施密特触发电路（schmitt trigger circuit）。因他能滤除干扰噪声而获得很广泛的运用。在一些应用场合中，特别在某些模/数转换电路中[1]，迟滞比较器作为抗干扰的比较器应用较多。为了获得更好的转换效果，需要较好地选择迟滞比较器正端输入的基准电压。而信号的未知为确定基准电压带来麻烦。本文设计的一种加入滤波器的迟滞比较器解决了这个问题。
1 迟滞比较器的设计
迟滞性是比较器的一种特性，他使比较器的输入阈值随输入(出)电平而改变。比较器实现的方法很多。他们都有不同形式的正反馈。最常见的即是由放大器接成正反馈组成。这类迟滞比较器由于方便的设计和放大器的标准生产成为主流。设计选用了最常见的由放大器正反馈的设计，如图1所示。
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由米尔曼公式可得输入电压升高和降低时的基准电压如下式：

而电路能滤掉的噪声即迟滞性为：

由上式可知，迟滞性由电源电压和R4，R5阻值决定。本设计中V r的大小是变成的，因此正负基准电压也随V r变化，为了达到自适应的目的希望基准电压对输入有好的跟随性同时减小输出端的影响。因此将R4取值得比R5要小一个数量级。
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2 滤波器的设计
设计滤波器往往要考虑下列因素：
（1）工作频率范围。
（2）参数变化的灵敏度及稳定度。
（3）实际元件的重量和大小。
（4）运算放大器的电压源。
2.1 滤波器的选择[2]
本设计是工作在低频的比较器。此时当信号频率是
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低频迅空兄时可以考虑的方式有低通、带通或全通，同时还可选择一阶或多阶。在考虑此设计后，一阶滤波器在此设计中是较好的，且低通
滤波器是相对比较简单的，所以设计选择低通滤波器。简单低通滤波器通常可由电容与电阻组成。本设计采用了电容与电阻并联接地的方式，最后的滤波器连同迟滞比较器设计如图2所示。

2.2 元件值的确定[3]
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一阶的滤波器有公用的传输函数：

其中Z是T(S)的零点，P是极点，在S平面上，Z可能落在正实轴或负实轴上，而P永远落在负实轴上。其中K为正数时由函数T（S）的相位公式得：

由图2得其传输函数标准形式为：

则：

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对于S，当S＝jω＝0时：

当S＝jω趋向无穷大∞时：

由上式可知，电阻值可按设计的要求大概约束，如果需要其是低通滤波器则亏帆有关系式：

当上式成立时，滤波器为低通。当R为正实数时与上式等价。同时需要S＝0时|T（S）|接近1为约束条件。由以上条件可知R1的电阻最大，R3的电阻与其有可比性。在此取R1＝10R3，R2的电阻比其低几个数量级。
下面进行相位约束条件的探讨:
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将S＝jω代入式（2）中有：

计算相位的公式如下：

由式（6）结合式（1）可得：

要此电路在1 rad/s为处有45°的相位落差即要求：

则有：

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而结合式（3）,（4）,（5），因为R1＝10R3，R2的电阻比其低几个数量级，则有：

两式联立求解并取C＝1，可得：

根本式（7）：当一个方程有两个未知数，可取得的某一个为定值。如果计算后是合理值，便能解决问题。选择P＝0.005，由式（7）得Z＝1，则：

从以上的结果可以找出元件值[3]。由于C new＝ ，R new＝k m R old，根据实际电路中元件值的需要，
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如果按k f＝1来设计很难与实际电容亩袭大小匹配。在此令k f＝1 000，k m＝420。得电路元件的实际值为：R1＝840kΩ，R3＝84kΩ，R2＝420Ω，C＝2.34μF。再将C的值标准化为2.2μF。对R4选择值为R3的1/10，即8.4kΩ，R5则确定为R4的20倍为170kΩ。
3 仿真和讨论
仿真在HSpice[5]下进行，设定其电源电压为2.3V，输入信号选择正弦信号。用HSpice的表示方法[6]为sin（1.2V 0.45V 1Hz）即直流偏置为1.2V，幅值为0.45V，频率为1Hz。其仿真波形如图3所示。
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图3（a）即是输入电压随时间变化的波形，图3（b）中虚线为比较器正端的电压，其相位与输入电压相同，在波谷由于输出端反馈而畸变；实线表征
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比较器负端电压，相位超前，完成预先设计。则图3（c）中可见符合输入信号的方波输出。多种信号的输入测试表明，电路的适应性较好，能在多个不同偏置条件的输入下工作。经过电路仿真有以下结论：
（1）此电路有较好的适应性，能在不同的偏置条件的输入下工作。
（2）由于低通滤波器的原因，电路具有频率选择的功能。
（3）迟滞比较器提高了抗干扰能力，可将此电路形式推广。如果滤波器是高通的，则可用在较高频率中。对滤波器的形式也可多加选取。只要使两端的信号产生相位差，电路的比较功能就能实现。

㈨ 迟滞比较器电路，如下。

LM339的输出电压抄VOL和VOH 由VOL由比较器内输出端的集电极开路三极管和外接上拉电阻共同决定。VOL为该三极管的集射饱和压降，约为0.3V，粗估可按0V算；VOH为三极管截止时上拉电阻下端的电位，约为5V。

不过，你所依据的参考资料公式是错的！！！
按这篇参考资料中的电路，正确的公式应该是：

VT+={[1+（R2/R1）]×VREF} +{[1+（R1/R2）]×VOH}

VT-={[1+（R2/R1）]×VREF} +{[1+（R1/R2）]×VOL}

按图中数据R85 与R116的分压是3.445V。R2的数值不能按10K算，而应该按10K+R85//R116约等于12K算。