boost升压电路原理

① 为什么boost升压电路的输出是直流

这是因为Q1、L1、D1共同构成了直流脉冲升压电路，在Q1关断瞬间L1上自感电动势极性为左负右正，此电动势与电源电压串联叠加后通过D1向储能电容C4充电，当然在Q1导通期间C4也会向R2放电，当充放电达成某种动态平衡时，输出电压就会维持在某个电压值上，至于你的疑问为什么是直流，这是因为无论脉冲激励输入还是电压输出始终都没有发生过零交变，当然是直流。

② BOOST升压电路，能把输出电压升到N倍电源电压的原理

是利用振荡电路产生的脉冲髙频通过髙频变压器初次级匝数比升髙电压的。

③ 为什么光伏并网逆变器中的boost电路需要延迟触发呢（并网后boost延迟0.3秒后才开始工作）

boost的工作原理是升压电路，所以升压电路要慢慢的上升，不能一下子直接升压，就好像汽车、飞机一样是慢慢的加速，不能一下子加速到高速，这样汽车受不了，乘客也不好受。
同样的道理boost升压电路，也一样，不能一直子升压到220V交流，应该有一个过程到220V交流，然后稳定在220v。这样才是正常的工作过程。

④ buck和boost电路工作原理

Buck变换器工作在电感电流连续模式下的，其工作原理如下：

开关管的导通与关断受控制电路输出的驱动脉冲控制，当控制电路脉冲输出高电平时，开关管导通，如续流二极管阳极电压为零，阴极电压为电压电压，因此反向截止，开关上流过电流流经电感向负载供电；此时中的电流逐渐上升，在两端产生左端正右端负的自感电势阻碍电流上升，将电能转化为磁能存储起来。经过时间后，控制电路脉冲为低电平，开关管关断，但电流不能突变，

电感两端产生右端正左端负的自感电势阻碍电流下降，从而使正向偏置导通，于是电流构成回路，电流值逐渐下降，储存的磁能转化为电能释放出来供给负载。经过时间后，控制电路脉冲又使开关管导通，重复上述过程。滤波电容的作用是为了降低输出电压的脉动。续流二极管是必不可少的元件，若无此二极管，电路不仅不能正常工作，而且在开关管由导通变为关断时，两端将产生很高的自感电势从而损坏开关管。

Boost电路的工作原理分为充电和放电两个部分来说明。在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路图，开关（三极管）处用导线代替。这时，输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。

这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了，升压完毕。

说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。如果这个通断的过程不断重复，就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。

⑤ BOOST升压原理是怎样的

BOOST升压电路我们又称为升压斩波电路，斩波意思是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电压的过程称为斩波，斩波有两种方式，一种是脉宽调制方式，另一种是频率调制，频率调制这种易受干扰。BOOST升压又是DC-DC电路的一种，因为它的输出电压比输入电压高，所以又称为升压电路。

现在的开关电源一般是由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成，结合各种开关电源拓扑结构，组成完整的开关电源，开关电源最主要的是开关IC，如下图是BOOST升压电路拓扑结构，主要是由电感L1、开关管Q1以及二极管D1组成

这里的电感在一个周期内有可能全部大于零，有可能等于零，全部大于零时候处于连续工作模式（CCM），等于零时候称为断续工作模式（DCM）。一般输出电容C2要足够大，这样在输出端才能保证放电时候能够保持一个持续的电流，同时二极管一般至少采用快恢复二极管。

⑥ boost电路

摘要：提出了一种Boost电路软开关实现方法，即同步整流加上电感电流反向。根据两个开关管实现软开关的条件不同，提出了强管和弱管的概念，给出了满足软开关条件的设计方法。一个24V输入，40V/2.5A输出，开关频率为200kHz的同步Boost变换器样机进一步验证了上述方法的正确性，其满载效率达到了96.9％ 关键词：升压电路；软开关；同步整流 引言 轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。 Boost电路作为一种最基本的DC/DC拓扑而广泛应用于各种电源产品中。由于Boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。 Boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个MOSFET来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。 本文提出了一种Boost电路实现软开关的方法。该方案适用于输出电压较低的场合。 1 工作原理 图1所示的是具有两个开关管的同步Boost电路。其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单描述了电感电流不改变方向的同步Boost电路的工作原理。在这种设计下，S2可以实现软开关，但是S1只能工作在硬开关状态。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流线性增加。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流对S1的结电容进行充电，使S2的结电容进行放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到S2的寄生二极管上，而无法对S1的结电容进行放电。因此，S1是工作在硬开关状态的。 接着S1导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，S2实现了软开关，但是S1并没有实现软开关。其原因是S2关断后，电感上的电流方向是正的，无法使S1的结电容进行放电。但是，如果将L设计得足够小，让电感电流在S2关断时为负的，如图4所示，就可以对S1的结电容进行放电而实现S1的软开关了。 在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。 1）阶段1〔t0～t1〕该阶段，S1导通，L上承受输入电压，L上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t1时刻，S1关断，该阶段结束。 2）阶段2〔t1～t2〕S1关断后，电感电流为正，对S1的结电容进行充电，使S2的结电容放电，S2的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。 3）阶段3〔t2～t3〕当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S2的零电压导通创造了条件。 4）阶段4〔t3～t4〕S2的门极变为高电平，S2零电压开通。电感L上的电流又流过S2。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性?小，直到变为负值，然后S2关断，该阶段结束。 5）阶段5〔t4～t5〕此时电感L上的电流方向为负，正好可以使S1的结电容进行放电，对S2的结电容进行充电。S1的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。 6）阶段6〔t5～t6〕当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S1的零电压导通创造了条件。 接着S1在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2都可以实现软开关。 2 软开关的参数设计 以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现Boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感电流的峰峰值可以表示为 ΔI=(VinDT)/L （1） 式中：D为占空比； T为开关周期。 所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为 Imax=ΔI/2＋Io （2） Imin=ΔI/2－Io （3） 式中：Io为输出电流。 将式（1）代入式（2）和式（3）可得 Imax=(VinDT)/2L＋Io （4） Imin=(VinDT)/2L－Io （5） 从上面的原理分析中可以看到S1的软开关条件是由Imin对S2的结电容充电，使S1的结电容放电实现的；而S2的软开关条件是由Imax对S1的结电容充电，使S2的结电容放电实现的。另外，通常满载情况下|Imax| |Imin|。所以，S1和S2的软开关实现难易程度也不同，S1要比S2难得多。这里将S1称为弱管，S2称为强管。 强管S2的软开关极限条件为L和S1的结电容C1和S2的结电容C2谐振，能让C2上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。 将式（4）代入式（6）可得 实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感L上的电流保持不变，即为一个恒流源在对S2的结电容充电，使S1的结电容放电。在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。 (C2＋C1)Vo≤（VinDT/2L+Io）tdead2 （8） 式中：tdead2为S2开通前的死区时间。 同理，弱管S1的软开关宽裕条件为 (C1＋C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1 （9） 式中：tdead1为S1开通前的死区时间。 在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量L。因为，在能实现软开关的前提下，L不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。 3 实验结果 一个开关频率为200kHz，功率为100W的电感电流反向的同步Boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。 该变换器的规格和主要参数如下： 输入电压Vin24V 输出电压Vo40V 输出电流Io0～2.5A 工作频率f200kHz 主开关S1及S2IRFZ44 电感L4.5μH 图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5A）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感L上的电流在DT或(1－D)T时段里都会反向，也就是创造了S1软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关S1和S2都实现了ZVS。但是从电压vds的下降斜率来看S1比S2的ZVS条件要差，这就是强管和弱管的差异。 图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。 4 结语 本文提出了一种Boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感L的大小。因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用I型磁芯）。因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。

麻烦采纳，谢谢!

⑦ boost升压电路的电路图

假定那个开关来（三极管或者mos管）已自经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。
分析升压斩波电路工作原理时，首先假设电路中电感L值很大，电容C值也很大。当可控开关V处于通态时，电源E向电感L充电，充电电流基本恒定为I1，同时电容C上的电压向负载供电。因为C值很大，基本能保持输出电压uo为恒值，记为Uo。设V处于通态的时间为ton，当V处于断态时E和L共同向电容C充电并向负载提供能量。设V处于关断的时间为toff，则在此期间电感L释放的能量为(Uo-E)I1toff。当电路工作于稳态时，一个周期T中电感L积蓄的能量与释放的能量相等。
下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路

⑧ 给个boost升压电路，还要有详细说明啊！！工作原理，谢啦！！

在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处用导线代替。这时，输入电压流过电感。二极管

防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。

放电过程如图，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。

⑨ 关于Boost升压电路

极有可能是你的电感，焊接有问题，
还有一点，你要计算一下BOOST电路的输出电流，电感的电流是否能满足！然后还要看电流的纹波系数，最好在输出电流的20%－30%之间，然后再计算电感量。
搭好电路之后，最好再用示波器测试一下电感的工作电流波形。